【導(dǎo)讀】在我們深入討論主題之前，我們將簡要回顧VNA的動(dòng)態(tài)范圍如何影響其準(zhǔn)確測量濾波器響應(yīng)的能力。然后，我們將檢查干擾信號(hào)可能導(dǎo)致的不準(zhǔn)確性。一旦我們掌握了背景信息，我們將準(zhǔn)備討論可以幫助我們避免由于動(dòng)態(tài)范圍不足而導(dǎo)致的測量誤差的技術(shù)。
本文解釋了如何估計(jì)矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）對(duì)給定測量所需的動(dòng)態(tài)范圍，然后討論了將動(dòng)態(tài)范圍提高到所需水平的四種技術(shù)。
正如我們?cè)谇耙黄恼轮兴私獾降?，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀（VNA）的動(dòng)態(tài)范圍在測量例如高選擇性濾波器的頻率響應(yīng)時(shí)起著關(guān)鍵作用。在本文中，我們將了解如何估計(jì)測量所需的VNA動(dòng)態(tài)范圍。我們還將討論四種提高VNA動(dòng)態(tài)范圍的方法，即：
信號(hào)平均。
調(diào)整中頻（IF）帶寬。
分段掃描。
使用可重新配置的測試端口。
在我們深入討論主題之前，我們將簡要回顧VNA的動(dòng)態(tài)范圍如何影響其準(zhǔn)確測量濾波器響應(yīng)的能力。然后，我們將檢查干擾信號(hào)可能導(dǎo)致的不準(zhǔn)確性。一旦我們掌握了背景信息，我們將準(zhǔn)備討論可以幫助我們避免由于動(dòng)態(tài)范圍不足而導(dǎo)致的測量誤差的技術(shù)。
濾波器響應(yīng)測量中的動(dòng)態(tài)范圍
系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍定義為系統(tǒng)可以測量的最高和最低振幅信號(hào)之間的差異，如圖1所示。
圖1。動(dòng)態(tài)范圍演示。圖片由Steve Arar提供
圖2展示了為什么在測量具有大阻帶抑制的濾波器時(shí)，VNA的動(dòng)態(tài)范圍是一個(gè)關(guān)鍵因素。
在具有不同動(dòng)態(tài)范圍的兩個(gè)VNA上測量的帶通濾波器的頻譜。
圖2:使用具有較差動(dòng)態(tài)范圍（左）和良好動(dòng)態(tài)范圍（右）的VNA測量的帶通濾波器的頻率響應(yīng)。圖片由安捷倫科技提供
在圖2的左側(cè)部分，靈敏度約為–60 dB的VNA用于測量具有90 dB阻帶抑制的濾波器。較差的動(dòng)態(tài)范圍導(dǎo)致VNA主要測量其自身的噪聲本底，而不是濾波器的阻帶行為。在圖的右半部分，使用靈敏度為–100 dBm的VNA測量相同的濾波器。增加的動(dòng)態(tài)范圍提供了濾波器響應(yīng)的更精確的測量。
既然我們已經(jīng)回顧了動(dòng)態(tài)范圍的重要性，讓我們探討一下干擾信號(hào)對(duì)我們測量的影響。
干擾信號(hào)與測量誤差
假設(shè)我們打算測量單音輸入，但在我們測量的頻譜中會(huì)出現(xiàn)不希望的信號(hào)分量。出于討論的目的，我們將假設(shè)兩個(gè)信號(hào)處于相同的頻率：
所需信號(hào)的振幅為1。
不期望的信號(hào)具有x的幅度，其中x遠(yuǎn)小于1。
總的測量振幅（Vm）可以寫成這兩個(gè)分量的總和：
公式1
在上述方程中，包括項(xiàng)ejθ以說明兩個(gè)信號(hào)之間的任意相位差（θ）。整個(gè)信號(hào)是1和x的矢量求和；測量值取決于兩個(gè)信號(hào)之間的相位差。圖3可以幫助我們直觀地看到隨著θ的變化，不需要的分量如何影響我們的測量。
期望信號(hào)和不期望信號(hào)的矢量表示。
圖3。期望信號(hào)和不期望信號(hào)的矢量表示。圖片由Steve Arar提供
根據(jù)θ，測量值的幅度可以在1–x和1+x之間的任何位置。Vm與所需幅度（單位）的比率是幅度測量誤差。因此，以分貝表示，幅度誤差可以從20log（1–x）到20log（1+x）。這兩個(gè)誤差極限（正幅度和負(fù)幅度）與相位誤差一起繪制在圖4中。
測量誤差是干擾信號(hào)振幅和相位的函數(shù)。
圖4。測量誤差是干擾信號(hào)振幅和相位的函數(shù)。圖片（修改）由安捷倫科技提供
例如，假設(shè)不期望信號(hào)的幅度為x＝0.1，這對(duì)應(yīng)于比期望信號(hào)低20dB的干擾信號(hào)幅度。誤差將在-0.92 dB和0.83 dB之間。我們也可以使用上面的誤差圖作為圖形工具來估計(jì)誤差，從而得出類似的值。
如圖3所示，不希望的信號(hào)也會(huì)影響Vm的相位角。由此產(chǎn)生的相位誤差的最大值為φmax=arcsin（x）。當(dāng)x比所需信號(hào)低20dB時(shí)，我們的φmax=5.74度，這與圖4中提供的相位誤差曲線一致。
估計(jì)所需動(dòng)態(tài)范圍：方法和示例
現(xiàn)在的問題出現(xiàn)了：對(duì)于給定的測量誤差，VNA應(yīng)該提供多大的動(dòng)態(tài)范圍？這個(gè)問題的確切答案需要復(fù)雜的分析。然而，我們可以通過假設(shè)VNA的噪聲基底與干擾我們測量的不期望信號(hào)具有相同的振幅來獲得所需動(dòng)態(tài)范圍的粗略估計(jì)。
為了理解這種技術(shù)，讓我們使用圖4中的錯(cuò)誤圖來完成一個(gè)示例。這個(gè)例子，連同上一節(jié)中的數(shù)學(xué)內(nèi)容，也可以在名為“安捷倫網(wǎng)絡(luò)分析器基礎(chǔ)知識(shí)”的安捷倫技術(shù)文檔中找到。
假設(shè)我們想要測量具有80dB阻帶抑制的濾波器的頻率響應(yīng)。我們需要什么VNA動(dòng)態(tài)范圍才能將測量響應(yīng)的幅度誤差保持在0.1dB以下？假設(shè)僅存在單個(gè)干擾信號(hào)。
我們可以在圖4中看到，不超過0.1 dB的幅度誤差對(duì)應(yīng)于比所需信號(hào)幅度低約39 dB的干擾信號(hào)幅度。因此，為了在測量濾波器的阻帶時(shí)達(dá)到所需的精度水平，VNA的本底噪聲應(yīng)比濾波器的阻頻帶響應(yīng)低39dB。我們還知道濾波器的阻帶衰減比其通帶衰減多80dB。因此，VNA應(yīng)當(dāng)提供大約80+39＝119dB的動(dòng)態(tài)范圍。
一些現(xiàn)代VNA提供150 dB的動(dòng)態(tài)范圍，但我們?nèi)匀豢梢哉J(rèn)為119 dB的動(dòng)態(tài)幅度相對(duì)較高。這些水平的動(dòng)態(tài)范圍可以通過應(yīng)用信號(hào)平均技術(shù)和/或調(diào)整VNA的中頻（IF）帶寬來實(shí)現(xiàn)，正如我們將在文章的后續(xù)部分中討論的那樣。
然而，在我們繼續(xù)之前，如果我們將幅度誤差保持在0.1 dB以下，相位誤差會(huì)是什么？如果我們回頭看圖4，我們可以看到小于0.1 dB的幅度誤差對(duì)應(yīng)于不超過0.65度的相位測量誤差。
信號(hào)平均值
通常，為了減少噪聲對(duì)測量的影響，我們可以多次重復(fù)測量并對(duì)測量值取平均值。由于噪聲樣本不相關(guān)，信號(hào)平均可以抑制噪聲項(xiàng)，而不會(huì)影響電路的實(shí)際確定性輸出。
如果我們重復(fù)測量M次，信號(hào)平均值將使原始噪聲方差降低M倍。換句話說，每次平均值翻倍，信噪比（SNR）就會(huì)提高3dB。
信號(hào)平均是一種強(qiáng)大的技術(shù)，用于降低VNA的本底噪聲并提高其動(dòng)態(tài)范圍，這就是為什么大多數(shù)VNA都具有平均功能。然而，因?yàn)樗枰貜?fù)測量，所以取平均值會(huì)導(dǎo)致總體測量時(shí)間增加。
例如，讓我們考慮當(dāng)我們將給定VNA IF帶寬的平均值從10增加到100時(shí)會(huì)發(fā)生什么。由于平均數(shù)增加了10倍，我們知道噪聲方差（或噪聲平均功率）減少了10倍。就分貝而言，SNR提高了10log（10）=10 dB。換句話說，本底噪聲降低了10 dB。然而，由于測量次數(shù)的增加，掃描時(shí)間增加了十倍。
調(diào)整中頻帶寬
VNA允許我們調(diào)整接收機(jī)中頻部分的數(shù)字濾波器的帶寬。通過使這些濾波器變窄，我們可以去除更大一部分的噪聲，從而提高濾波器的動(dòng)態(tài)范圍。然而，與平均技術(shù)一樣，這種改進(jìn)是以增加測量時(shí)間為代價(jià)實(shí)現(xiàn)的。
VNA通過在指定頻率范圍內(nèi)的特定數(shù)量的頻率點(diǎn)上進(jìn)行測量來表征DUT的響應(yīng)。每個(gè)點(diǎn)的測量時(shí)間取決于IF濾波器的穩(wěn)定時(shí)間。Copper Mountain Technologies為IF濾波器的沉降時(shí)間提供了以下等式：
公式2
中頻濾波器設(shè)置時(shí)間
中頻帶寬以赫茲為單位；中頻帶寬系數(shù)因VNA模型而異。圖5顯示了中頻帶寬如何影響SC5090 VNA的動(dòng)態(tài)范圍和中頻濾波器設(shè)置時(shí)間。與銅山科技公司的許多其他VNA一樣，該VNA的IF帶寬系數(shù)為1.18。
示例VNA的動(dòng)態(tài)范圍和濾波器穩(wěn)定時(shí)間與IF帶寬的關(guān)系。
圖5。例如VNA的動(dòng)態(tài)范圍和穩(wěn)定時(shí)間與IF帶寬的關(guān)系。圖片由銅山科技提供
由于較窄的IF濾波器需要更多的時(shí)間來穩(wěn)定，測量時(shí)間與用戶可選擇的IF帶寬成反比。例如，方程2預(yù)測，如果我們將IF帶寬從1Hz增加到1MHz，則IF濾波器的建立時(shí)間將減少106倍。這與圖5中提供的數(shù)據(jù)一致，圖5顯示沉降時(shí)間從1.18秒下降到1.18μs。
因?yàn)檫M(jìn)入系統(tǒng)的噪聲功率與系統(tǒng)帶寬成比例，所以將IF濾波器帶寬從1Hz增加到1MHz也會(huì)使噪聲功率增加106倍。以分貝為單位，這對(duì)應(yīng)于10log（106）=60 dB的本底噪聲增加。我們可以在圖5中看到，帶寬的增加導(dǎo)致VNA的動(dòng)態(tài)范圍減少了60 dB（從150 dB到90 dB）。
與信號(hào)平均相比，IF帶寬減少方法可以為給定的動(dòng)態(tài)范圍改進(jìn)提供稍快的測量時(shí)間。如果測量速度是應(yīng)用程序中的一個(gè)關(guān)鍵因素，您可以參考Keysight應(yīng)用程序說明“了解和改進(jìn)網(wǎng)絡(luò)分析儀動(dòng)態(tài)范圍”以了解更多詳細(xì)信息。如果沒有，兩種方法都應(yīng)該同樣有效。
區(qū)段掃描
我們還可以通過使用分段掃描來改善動(dòng)態(tài)范圍，而不是線性掃頻。這包括將測量的頻率跨度分解為兩個(gè)或多個(gè)段。每個(gè)段都可以有自己的測量參數(shù)（頻點(diǎn)數(shù)量、中頻帶寬、功率電平等），使我們能夠優(yōu)化每個(gè)段的速度和動(dòng)態(tài)范圍。
分段掃描方法在表征高選擇性濾波器時(shí)非常有用。我們可以在濾波器的通帶中使用寬的IF帶寬，在通帶中噪聲可能不太受關(guān)注，同時(shí)在濾波器的阻帶中也使用低IF帶寬，這可能會(huì)受到噪聲的高度影響。
可重新配置的測試端口
一些VNA允許用戶通過重新配置測試端口來實(shí)現(xiàn)極高的動(dòng)態(tài)范圍。在這些模型中，VNA內(nèi)定向耦合器的端口被路由到前面板，以便用戶可以修改信號(hào)到達(dá)測量接收器的路徑。圖6顯示了可用于增加動(dòng)態(tài)范圍的測試端口配置。
VNA測試端口的配置模型。
圖6。VNA測試端口的配置模型。圖像由Keysight提供
在上圖中：
R1和R2是參考接收器。
A和B是測量接收器。
左側(cè)測試端口連接到DUT的輸入端口。此測試端口具有標(biāo)準(zhǔn)連接。然而，另一個(gè)測試端口被配置為繞過定向耦合器。
DUT的輸出通過耦合器的主線連接到測量接收器路徑。因此，從主線到耦合端口的耦合器損耗不再像在標(biāo)準(zhǔn)連接中那樣位于測量路徑中。消除此損耗項(xiàng)可提高分析儀的有效靈敏度，通常提高14 dB或更高。
通過上述配置，耦合器不再是信號(hào)路徑的一部分。因此，VNA不能用于進(jìn)行反向測量。此外，請(qǐng)注意，必須監(jiān)控進(jìn)入接收器的電源，以防止壓縮。然后，我們可以根據(jù)需要使用分段掃描方法來調(diào)整功率水平。例如，在測量濾波器時(shí)，我們可以使用阻帶中較高的功率電平和通帶中較低的功率電平進(jìn)行分段掃描+阻帶中的10 dBm和通帶中的-6 dBm是典型的選擇。
總結(jié)
在本文中，我們了解了一種簡單的方法來估計(jì)VNA進(jìn)行給定測量所需的動(dòng)態(tài)范圍，以及幾種改進(jìn)動(dòng)態(tài)范圍的方法。早期，我們還探討了干擾信號(hào)對(duì)測量精度的影響。當(dāng)我們?cè)谖磥淼奈恼轮杏懻撊绾涡?zhǔn)VNA以降低測量不確定性時(shí)，我們將回到這一點(diǎn)。
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