【導(dǎo)讀】當今的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 采用了最新的技術(shù)，以高精度及快速的采樣頻率對模擬信號進行采集。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的復(fù)雜性隨著采樣頻率及精度的提高而增加。高性能數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器規(guī)格的設(shè)定必須遵循嚴格的輸入條件，以實現(xiàn)器件預(yù)期性能的最大化。
當今的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 （ADC） 采用了最新的技術(shù)，以高精度及快速的采樣頻率對模擬信號進行采集。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的復(fù)雜性隨著采樣頻率及精度的提高而增加。高性能數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器規(guī)格的設(shè)定必須遵循嚴格的輸入條件，以實現(xiàn)器件預(yù)期性能的最大化。一個頗具挑戰(zhàn)性的輸入條件是：對ADC輸入模擬信號進行測量、驅(qū)動和接口連接。本文將探討一些對于高速 ADC進行有效接口連接的技術(shù)，從而使ADC實現(xiàn)性能最佳化。
就有效輸入驅(qū)動以維護信號完整性而言，已經(jīng)有許多好的應(yīng)用注釋以及文章發(fā)表。本文將探討有關(guān)輸入驅(qū)動的新發(fā)展。
ADC 輸入架構(gòu)與驅(qū)動器的選擇
ADC的模擬輸入配置隨著采樣精度和最大采樣頻率的變化而有所不同。在輸入階段，影響輸入驅(qū)動器選擇的特征有：
1. 單端與差分
2. 高阻抗與低阻抗 （100W） （或是有緩沖與無緩沖）
單端與差分
大部分推動采樣精度和采樣頻率達到極限的ADC采用的是差分輸入方式。差分輸入的優(yōu)勢在于降低偶次諧波和 EMI。一些差分輸入ADC具有IRS（輸入范圍選擇） 寄存器，其允許使用者通過將未使用的輸入連接到共模 （CM）A/D轉(zhuǎn)換參照的方式，以單端輸入來使用器件。
有緩沖與無緩沖
高采樣頻率ADC （》500 MSPS） 經(jīng)常要處理高頻模擬輸入信號。假定使用標準的 PCB板尺寸和軌跡長度，如果這個高頻模擬信號沒有正常結(jié)束，又用處理射頻信號和電路板的方式加以處理，模擬信號就會衰退。這樣的高頻應(yīng)用得益于低阻抗 （50W單端或 100W差分） 模擬輸入，因此，大部分 UHF 和 VHF 電路為 50W系統(tǒng)。為了獲得較高的失真性能，通常使用差分輸入。由于嚴格的規(guī)范限制，以及受高頻的影響，高采樣率ADC通常不提供允許使用單端輸入的IRS 選項。原因是：采用 IRS 的ADC需要額外的電路才能轉(zhuǎn)換到滿量程（FSR），而這對于在高頻/高采樣率下的應(yīng)用卻并不可行。因此，這個等級的ADC需要高頻、低電阻 （100W差分）的輸入驅(qū)動。使用低電阻輸入 ADC，模擬輸入在被應(yīng)用到用于轉(zhuǎn)換的采樣/保持 （S/H） 電路之前就已緩沖。所以，并不需要采用在非緩沖 ADC中使用的標準去耦電路 （串聯(lián)電阻R，并聯(lián)電容C）。在圖1的圖解中使用了一個非緩沖輸入的 ADC （ADC10080），這些去耦元件在圖中標識為 R1、R2（18W） 及 C1 （25W）。
從單端到差分的轉(zhuǎn)換
中點接線變壓器
（Ruthroff 變壓器）
如前所述，驅(qū)動差分 ADC 的輸入必須為差分形式。將單端輸入轉(zhuǎn)換為ADC 可用的差分信號需要使用一個中點接線變壓器，如圖1所示（在“差分輸入”虛線下可看出變壓器如何接到 ADC 輸入）。
差分輸入的共模電壓（CM）應(yīng)遵循 VCOM 電壓（在 ADC 上的輸出引腳），以便使 ADC 內(nèi)部的采樣保持電路正常工作。圖1中的電路允許通過將變壓器的中點接線連接到ADC的 VCOM 輸出來對輸入 CM 加以設(shè)定。
變壓器的較低截止頻率不允許低頻內(nèi)容被耦合進來。因此，這種形式的耦合只可應(yīng)用于不需要 DC 以及低頻內(nèi)容的系統(tǒng)。除此之外，這個電路也承受了高頻變壓器的泄漏效應(yīng)，限制了它的上限工作頻率。典型的變壓器有上限及下限工作頻率。較低頻率限制由初級電感決定。對于這個與 8 位轉(zhuǎn)換器一起使用的變壓器而言，如果不采用其它的增益校準或調(diào)整方法，其工作的頻帶非常窄，受限在 1 MHz ~100MHz，其中，插入損耗變化小于 0.034dB （1 LSB）。
對于最大回波損耗（最小反射），許多較高速度的應(yīng)用要求對圖1中 J1 （輸入連接器）處的輸入阻抗進行控制，并且要與連接到連接器的電纜特征阻抗相匹配。當電纜的長度超過所遇最短波長的 1/20時，這種要求尤為重要。只要變壓器回波損耗在頻率極值時性能沒有衰退，就有可能通過設(shè)置一個通過輸入的終端電阻 RT 來達成此目標。這樣，輸入阻抗就會接近RT，原因在于變壓器回波損耗已增大，足以具有最小負載效應(yīng)。在較高的頻率下，由于變壓器回波損耗的減少，使用這種類型的變壓器配置會使控制輸入端更加困難。而這正是不平衡變壓器的優(yōu)勢所在。
不平衡變壓器
（Guanella變壓器）
另一個進行單端到差分轉(zhuǎn)換的方法是使用不平衡變壓器，如圖2所示。
與圖1相比，這種方式具有下述優(yōu)點及缺點：
優(yōu)點：
1. 較高的工作頻率
2. 對于寬帶應(yīng)用而言，有較高的回波損耗
3. 較佳的增益與相位平衡
缺點：
1. 無法設(shè)定共模電壓
2. 無法提供電壓增益
與圖1的中點接線變壓器或 Ruthroff 變壓器相比，不平衡配置有著更高的工作頻率。然而，采用不平衡配置后，因為無法設(shè)定共模電壓水平，ADC 輸入必須為 AC 耦合電壓。以ADC08D1500為例，它是一個 8 位、1500MSPS 的轉(zhuǎn)換器，如果在 AC耦合的模式下工作，就會通過內(nèi)部電阻自動將其輸入端偏置到適當?shù)墓材ｋ妷褐?。如果ADC的 VCMO 輸出接地，就會以 AC 耦合模式運行。
如圖2所示，使用 AC 耦合電容 （4.7nF），輸入耦合電路的-3dB頻率大約為 677 KHz （=1/（2pReqCeq），其中，Req=100W，Ceq=4.7nF/2=2.35nF）。這個 100W的等效電阻是耦合電容器 （RT2與 ADC 的 100W輸入并聯(lián)，總共 50W） 右邊的差分負載與介于不平衡變壓器引腳1 和引腳3（50W）間差分阻抗的串聯(lián)組合。
采用圖2的電路，J1終止于 50W 左右，并且假定所驅(qū)動的ADC具有100W的差分輸入終端（如 ADC08D1500）。與 100W ADC輸入阻抗并聯(lián)的 RT2為 50W，這是從 J1 到接地的輸入阻抗。此輸入阻抗一直保持一定的頻率，從而使不平衡變壓器發(fā)揮變壓器的作用。超過這個基于特殊不平衡變壓器及其核心特征、線圈間電容，以及其它因數(shù)的頻率范圍，輸入阻抗就會偏離這個值，并且輸入反射會導(dǎo)致回波損耗減少。大部分不平衡變壓器的產(chǎn)品手冊都列出了幾個頻點的回波損耗與上限和下限工作頻率。
圖3顯示了一個中點接線變壓器 （TC4-14） 以及一個不平衡變壓器 （TC1-1-13M） 的輸入回波損耗，并進行了簡單的比較。
由圖3中可以看出，中點接線變壓器的回波損耗在 700MHz 以下與 1.3GHz 以上時，下降得十分迅速，而不平衡變壓器則具有一定的高出數(shù) MHz 的回波損耗 （》 10dB），并且在頻率到達約 2.6GHz 左右時才開始下降。這是不平衡變壓器相對于中點接線變壓器的優(yōu)點。在較高頻率減少的回波損耗會造成一種不匹配的狀態(tài)，并且產(chǎn)生較高的反射能量，這會在采集信號中形成不想要的諧波，并且降低系統(tǒng)的 ENOB 性能。
回波損耗 （RL）與 二端口輸入阻抗相關(guān)，如式1如示：
RL= 20 Log | （Zin+50）/ （Zin-50）| （1）
舉例來說，10dB 的 RL 與96W 或 26W的輸入阻抗相符合 （根據(jù)式1中商的符號而定）。阻抗不連續(xù)時的反射波（圖2中的 J1）在源端出來另一個反射之后將會抵達 Rs1 （假定來源與傳輸線并沒有完美匹配）。往返時間為 l/n，其中，l為電纜長度，n為通過傳輸線介質(zhì)的波速。構(gòu)成輸入信號的不同頻率元件，在遇到此往返延遲并且加上原來的入射波之后會回到中斷處，從而形成最終的信號。對于往返延遲 （2l/n），l為一個重要的諧波（大約是周期 T 的 1/10），其最終的波形將會失真。從數(shù)學(xué)上講，這里的T滿足了 T ≤ （20 l/n） 的諧波要求。原因是，對于較短周期的諧波，入射以及反射波會合成（在時間上）交迭形式，這會造成波形的改變。這正是在 ENOB 上降低的原因，因為這個改變的波形將會增加總諧波失真 （THD） 的失真項，從而產(chǎn)生較低的 ENOB。
為了平衡非平衡功能，變壓器的初級與次級總會保持1:1 的比例，因此，此配置不能提供任何電壓增益。
有源單端到差分的轉(zhuǎn)換
如前所述，變壓器可以被用作轉(zhuǎn)換器，然而它們在寬帶的應(yīng)用上有很大的缺點，并且在這些應(yīng)用中，它們不會在其操作頻率區(qū)域中包括 DC 和低頻?；谶@個原因，半導(dǎo)體制造商已經(jīng)導(dǎo)入了有源器件來執(zhí)行這項功能，以彌補變壓器耦合結(jié)構(gòu)的缺點。
LMH6555 是專門設(shè)計用來驅(qū)動如圖4顯示為 0.8Vpp的ADC的 100W差分輸入，并且提供一個到終端電纜的固定 50W的輸入阻抗（未顯示于圖4中），以達到最高的回波損耗。單端到差分轉(zhuǎn)換器會將頻率范圍從DC一直擴展到1.2GHz（此為 LMH6555 的 -3dB 頻寬限制）。通過將ADC的 VCMO連接到 LMH6555 的 VCM_REF 輸入，可以保持精確的輸出共模電壓控制。利用這樣的結(jié)構(gòu)，可以獲得全信號頻譜，而共?？刂苿t可以由 LMH6555 自動實現(xiàn)。圖4中所示的緩沖器 （LMV321） 用來提高ADC的 VCMO 引腳所流出的電流，以使得對于 VCM_REF輸入而言有適當?shù)尿?qū)動能力。是否需要緩沖器取決于ADC的電流輸出能力。
LMH6555 的增益（在Vin+下的差分輸出到單端或取決于所驅(qū)動輸入的Vin+）確定在 4.8V/V，其配置如圖4所示，其中，Rs1=Rs2=50W。對于輸入信號在振幅上較大的情形，LMH6555 插入增益可以通過增加 Rs2和 Rs1的值來降低。這兩個電阻應(yīng)該總是相等，以保持對于低輸出偏移的輸入平衡。圖5所示例子中，位于 50W電纜接收端的 LMH6555 的增益通過 Rx 和 Ry降低。通過選擇組件值，LMH6555 電路（J1）的輸入阻抗被保持在50W，以使阻抗匹配。兩個 LMH6555具有 100W的到地等效阻抗，各個組成值都被顯示，以用來維持低輸出偏移電壓。LMH6555的輸入/輸出擺幅關(guān)系如式2所示：
Vout （Vpp） = Vin （Vpp） * ［ RF/ （2Rs+Rin_diff）］ （2）
其中，RF= 430W，Rin_diff=78W，都是LMH6555 特定的值。
Rs是等效電阻，使 LMH6555 的輸入接地（假定它們相等）。增加 Rs會降低增益。重新整理式2，允許使用者決定 Rs的值，可以確定對于一個給定 Vin （Vpp） 的全ADC的輸入擺幅，如式3所示：
Rs=Vin （Vpp） * 268.8 - 39 （3）
LMH6555的等效輸入電阻通過 Rs被增加到100W（由式3計算得出），因此，0.52Vpp輸入會導(dǎo)致ADC輸入恰好為 0.8Vpp，而J1的等效輸入則維持在 50W。
LMH6555將維持低噪聲 （參照19nV/RtHz輸出的平帶），并與它輸入的Rs無關(guān)。這是因為 LMH6555 的輸入架構(gòu)由等效輸入噪聲電壓決定，并且獨立于源電阻。
ADC要求差分輸入的共模電壓（在 +/-50mV內(nèi)）非常接近它所產(chǎn)生的 VCMO 參考輸出。這是采用1.9V供電電壓的一個結(jié)果，因為損失的供電電壓降低了ADC內(nèi)部的電壓余量。如果未能保持此共模操作，ADC的全失真性能將會迅速惡化。
除了這種共?，F(xiàn)象外，ADC兩個輸入端的任何增益和相位不平衡都會導(dǎo)致獲取錯誤信號。舉例來說，一個 100MHz的方波將會在它的尖峰值有 1.5% 的錯誤。8 位數(shù)據(jù)采集具有全尺度 0.39% 的 LSB，并且不平衡變壓器等效于3.8LSB。所以，將增益和相位不平衡最小化是非常必要的。
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