【導(dǎo)讀】噪聲是模擬電路設(shè)計(jì)的一個(gè)核心問題,它會直接影響能從測量中提取的信息量,以及獲得所需信息的經(jīng)濟(jì)成本。遺憾的是,關(guān)于噪聲有許多混淆和誤導(dǎo)信息,可能導(dǎo)致性能不佳、高成本的過度設(shè)計(jì)或資源使用效率低下。今天我們就聊聊關(guān)于模擬設(shè)計(jì)中噪聲分析的11個(gè)由來已久的誤區(qū)。
誤區(qū)一:降低電路中的電阻值總是能改善噪聲性能
噪聲電壓隨著電阻值提高而增加,二者之間的關(guān)系已廣為人知,可以用約翰遜噪聲等式來描述:
erms:均方根電壓噪聲。
k:玻爾茲曼常數(shù)。
T:溫度(單位為K)。
R:電阻值,B為帶寬。
這讓許多工程師得出結(jié)論:為了降低噪聲,應(yīng)當(dāng)降低電阻值。雖然這常常是正確的,但不應(yīng)就此認(rèn)定它是普遍真理,因?yàn)樵谟行├又校^大的電阻反而能夠改善噪聲性能。
在大多數(shù)情況下,測量電流的方法是讓它通過一個(gè)電阻,然后測量所得到的電壓。根據(jù)歐姆定律V= I×R,產(chǎn)生的電壓與電阻值成正比,但正如上式所示,電阻的約翰遜噪聲與電阻值的平方根成正比。由于這個(gè)關(guān)系,電阻值每提高一倍,信噪比可提高3dB。在產(chǎn)生的電壓過大或功耗過高之前,此趨勢一直是正確的。
誤區(qū)二:所有噪聲源的噪聲頻譜密度可以相加;帶寬可以在最后計(jì)算時(shí)加以考慮
將多個(gè)噪聲源的噪聲頻譜密度()加總(電壓噪聲源按平方和開根號),而不分別計(jì)算各噪聲源的rms噪聲,可以節(jié)省時(shí)間,但這種簡化僅適用于各噪聲源帶寬相同的情況。如果各噪聲源的帶寬不同,簡單加總就變成一個(gè)可怕的陷阱。
圖1:使用rms噪聲而不是頻譜密度進(jìn)行噪聲計(jì)算的理由
圖1顯示了過采樣系統(tǒng)中的情況。從噪聲頻譜密度看,系統(tǒng)總噪聲似乎以增益放大器為主,但一旦考慮帶寬,各級貢獻(xiàn)的rms噪聲其實(shí)非常相近。
誤區(qū)三:手工計(jì)算時(shí)必須包括每一個(gè)噪聲源
設(shè)計(jì)時(shí)有人可能忍不住要考慮每一個(gè)噪聲源,但設(shè)計(jì)工程師的時(shí)間是寶貴的,這樣做在大型設(shè)計(jì)中會非常耗時(shí)。全面的噪聲計(jì)算最好留給仿真軟件去做。
不過,設(shè)計(jì)人員如何簡化設(shè)計(jì)過程需要的手工噪聲計(jì)算呢?答案是忽略低于某一閾值的不重要噪聲源。如果一個(gè)噪聲源是主要噪聲源(或任何其他折合到同一點(diǎn)的噪聲源)的1/5 erms,其對總噪聲的貢獻(xiàn)將小于2%,可以合理地予以忽略。設(shè)計(jì)人員常會爭論應(yīng)當(dāng)把該閾值選在哪里,但無論是 1/3、1/5還是1/10(分別使總噪聲增加5%、2%和0.5%),在設(shè)計(jì)達(dá)到足以進(jìn)行全面仿真或計(jì)算的程度之前,沒必要擔(dān)心低于該閾值的較小噪聲源。
誤區(qū)四:應(yīng)挑選噪聲為ADC 1/10的ADC驅(qū)動器
模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)數(shù)據(jù)手冊可能建議利用噪聲為ADC 1/10左右的低噪聲ADC驅(qū)動放大器來驅(qū)動模擬輸入。但是,這并非總是最佳選擇。在一個(gè)系統(tǒng)中,從系統(tǒng)角度權(quán)衡ADC驅(qū)動器噪聲常常是值得的。
首先,如果系統(tǒng)中ADC驅(qū)動器之前的噪聲源遠(yuǎn)大于ADC驅(qū)動器噪聲,那么選擇超低噪聲ADC驅(qū)動器不會給系統(tǒng)帶來任何好處。換言之,ADC驅(qū)動器應(yīng)與系統(tǒng)其余部分相稱。
其次,即使在只有一個(gè)ADC和一個(gè)驅(qū)動放大器的簡單情況下,權(quán)衡噪聲并確定其對系統(tǒng)的影響仍是有利的。通過具體數(shù)值可以更清楚地了解其中的理由。
考慮一個(gè)系統(tǒng)采用16位ADC,其SNR值相當(dāng)于100 µV rms噪聲,用作ADC驅(qū)動器的放大器具有µV rms噪聲。按和方根加總這些噪聲源,得到總噪聲為100.5 rms,非常接近ADC單獨(dú)的噪聲??梢钥紤]下面兩個(gè)讓放大器ADC更為平衡的方案,以及它們對系統(tǒng)性能的影響:
如果用類似的18位ADC代替16位ADC,前者的額定SNR相當(dāng)于40 µV rms噪聲,則總噪聲變?yōu)?1 µV rms。
或者,如果保留16位ADC,但用更低功耗的放大器代替上述驅(qū)動器,該放大器貢獻(xiàn)30 µV rms噪聲,則噪聲變?yōu)?04 µV rms。
就系統(tǒng)性能而言,以上兩種方案可能是比原始組合更好的選擇。關(guān)鍵是要權(quán)衡利弊以及其對系統(tǒng)整體的影響。
誤區(qū)五:直流耦合電路中必須始終考慮1/f噪聲
1/f噪聲對超低頻率電路是一大威脅,然而,許多直流電路的噪聲是以白噪聲源為主,1/f噪聲對總噪聲無貢獻(xiàn),因而不用計(jì)算1/f噪聲。
為了弄清這種效應(yīng),以一個(gè)放大器(其1/f噪聲轉(zhuǎn)折頻率fnc為10 Hz)為例。對于各種帶寬,計(jì)算10秒采集時(shí)間內(nèi)包含和不含1/f噪聲兩種情況下的電路噪聲,以確定不考慮1/f噪聲的影響。其中寬帶噪聲為:
● 當(dāng)帶寬為fnc的100倍時(shí),寬帶噪聲開始占主導(dǎo)地位;
● 當(dāng)帶寬超過fnc的1000倍時(shí),1/f噪聲微不足道。
現(xiàn)代雙極性放大器可以具有比10 Hz低很多的噪聲轉(zhuǎn)折頻率,零漂移放大器則幾乎完全消除了1/f噪聲。
圖2:1/f 噪聲影響與電路帶寬的關(guān)系示例
誤區(qū)六:因?yàn)?/f噪聲隨著頻率降低而提高,所以直流電路具有無限大噪聲
雖然直流對電路分析是一個(gè)有用的概念,但真實(shí)情況是,如果認(rèn)為直流是工作在0 Hz,那么實(shí)際上并不存在這樣的事情。隨著頻率越來越低,趨近0 Hz,周期會越來越長,趨近無限大。這意味著存在一個(gè)可以觀測的最低頻率,哪怕電路在理論上是直流響應(yīng)。該最低頻率取決于采集時(shí)長或孔徑時(shí)間,也就是觀測器件輸出的時(shí)長。如果一名工程師開啟器件并觀測輸出100秒,則其能夠觀測到的最低頻率偽像將是0.01 Hz。這還意味著,此時(shí)可以觀測到的最低頻率噪聲也是0.01 Hz。
現(xiàn)在通過一個(gè)數(shù)值例子來展開說明,考慮一個(gè)DC至1 kHz電路,連續(xù)監(jiān)控其輸出。如果在前100秒觀測到電路中一定量的1/f噪聲,從0.01 Hz至1 kHz(5個(gè)十倍頻程的頻率),則在30年(約1nHz,12個(gè)十倍頻程)中觀測到的噪聲量可計(jì)算為:
或者說比前100秒觀測到的噪聲多55%。這種增加幾乎沒有任何意義,即使考慮最差情況——1/f噪聲持續(xù)增加到1 nHz(目前尚無測量證據(jù))——也是如此。
理論上,如果沒有明確定義孔徑時(shí)間,1/f噪聲可以計(jì)算到一個(gè)等于電路壽命倒數(shù)的頻率。實(shí)踐中,電路在如此長時(shí)間內(nèi)的偏差以老化效應(yīng)和長期漂移為主,而不是1/f噪聲。許多工程師為直流電路的噪聲計(jì)算設(shè)定0.01或1 mHz之類的最低頻率,以使計(jì)算切合實(shí)際。
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