本文介紹一種新型高中頻架構(gòu)，其顯著削減了接收機和發(fā)射機的尺寸、重量、功耗與成本，而系統(tǒng)規(guī)格不受影響。由此產(chǎn)生的平臺與現(xiàn)有無線電設(shè)計相比，模塊化程度、靈活性和軟件定義程度也更高。

 

 

近年來，推動RF系統(tǒng)實現(xiàn)更寬帶寬、更高性能、更低功耗，同時提高頻率范圍并縮小尺寸的力量越來越強大。這一趨勢已成為技術(shù)進步的驅(qū)動力，RF器件的集成度遠超以往所見。有許多因素在推動這一趨勢。

 

衛(wèi)星通信系統(tǒng)為了發(fā)送和接收每天收集到的數(shù)TB數(shù)據(jù)，對數(shù)據(jù)速率的要求已達到4 Gbps。這一要求推動系統(tǒng)的工作頻率提高到Ku和Ka波段，原因是在這些頻率上更容易實現(xiàn)更寬的帶寬和更高的數(shù)據(jù)速率。這勢必導(dǎo)致通道密度更高，每通道的帶寬更寬。

 

在信號情報領(lǐng)域，性能要求也在不斷提高。此類系統(tǒng)的掃描速率越來越高，故而要求系統(tǒng)具有快速調(diào)諧PLL和寬帶寬覆蓋范圍。對尺寸更小、重量更輕、功耗更低(SWaP)和集成度更高系統(tǒng)的需求，源于業(yè)界希望在現(xiàn)場操作手持式設(shè)備，以及希望提高大型固定位置系統(tǒng)的通道密度。

 

相控陣的發(fā)展同樣得益于單芯片RF系統(tǒng)集成度的提高。集成讓收發(fā)器越來越小，使得每個天線元件都可以有自己的收發(fā)器，進而促使模擬波束賦形向數(shù)字波束賦形轉(zhuǎn)變。通過數(shù)字波束賦形，單一陣列可以同時追蹤多個波束。相控陣系統(tǒng)應(yīng)用廣泛，包括天氣雷達和定向通信等。由于低頻信號環(huán)境變得越來越擁堵，許多應(yīng)用不可避免地要求提高頻率。

 

本文介紹如何利用一種高度集成的架構(gòu)來應(yīng)對上述挑戰(zhàn)，該架構(gòu)將AD9371收發(fā)器用作中頻接收機和發(fā)射機，使得整個中頻級及其相關(guān)器件都可以從系統(tǒng)中移除。文中比較了傳統(tǒng)系統(tǒng)與提議的架構(gòu)，并舉例說明了如何通過典型設(shè)計流程來實現(xiàn)此架構(gòu)。具體說來，使用集成收發(fā)器可以實現(xiàn)一些高級頻率規(guī)劃，這是標準超外差樣式收發(fā)器做不到的。

 

 

超外差架構(gòu)由于能實現(xiàn)很高的性能而成為多年來的首選架構(gòu)。超外差接收機架構(gòu)通常包括一個或兩個混頻級，混頻級饋入模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)。典型超外差收發(fā)器架構(gòu)如圖1所示。

 

圖1. 傳統(tǒng)X和Ku波段超外差接收和發(fā)射信號鏈

 

第一轉(zhuǎn)換級將輸入RF頻率上變頻或下變頻至帶外頻譜。第一IF（中頻）的頻率取決于頻率和雜散規(guī)劃、混頻器性能以及RF前端使用的濾波器。然后，第一IF向下轉(zhuǎn)換為ADC可以數(shù)字化的較低頻率。雖然ADC在處理更高帶寬的能力上取得了巨大進步，但為達到最優(yōu)性能，其頻率上限目前是2 GHz左右。輸入頻率更高時，必須考慮性能損失，而且更高輸入頻率要求更高時鐘速率，這會導(dǎo)致功耗上升。

 

除混頻器外，還有濾波器、放大器和步進衰減器。濾波用于抑制不需要的帶外(OOB)信號。若不加抑制，這些信號會在目標信號上產(chǎn)生雜散，使目標信號很難或無法進行解調(diào)。放大器設(shè)置系統(tǒng)的噪聲系數(shù)和增益，提供足夠高的靈敏度以接收小信號，同時又不是太高以至于ADC過度飽和。

 

還有一點需要注意，此架構(gòu)常常需要使用表面聲波(SAW)濾波器以滿足ADC嚴格的抗混疊濾波器要求。SAW濾波器會提供急劇滾降性能以滿足這些要求，但同時也會帶來明顯的延遲和紋波。

 

圖2所示為一個X波段超外差接收機頻率規(guī)劃示例。該接收機希望接收8 GHz和12 GHz之間的信號，帶寬為200 MHz。目標頻譜與可調(diào)諧本振(LO)混頻，產(chǎn)生5.4 GHz IF。然后，5.4 GHz IF與5 GHz LO混頻以產(chǎn)生最終的400 MHz IF。最終IF范圍是300 MHz至500 MHz，這是很多ADC能夠發(fā)揮良好性能的頻率范圍。

 

圖2. X波段接收機頻率規(guī)劃示例

 

 

除了熟知的增益、噪聲系數(shù)和三階交調(diào)截點特性以外，影響接收機架構(gòu)頻率規(guī)劃的其他典型特性包括鏡像抑制、IF抑制、自發(fā)雜散和LO輻射。

 

 

圖3. LO輻射泄漏通過前端返回

 

自發(fā)雜散—接收機內(nèi)部的時鐘或本振混頻導(dǎo)致的IF雜散。

 

鏡像抑制特性同時適用于第一和第二混頻級。在X和Ku波段的典型應(yīng)用中，第一混頻級的中心頻率可以是5 GHz到10 GHz范圍的高IF。這里需要高IF，原因是鏡像頻率為Ftune + 2 × IF，如圖4所示。IF越高，鏡像頻段離得越遠。此鏡像頻段必須在其到達第一混頻器之前加以抑制，否則此范圍內(nèi)的帶外能量會表現(xiàn)為第一IF中的雜散。這是通常使用兩個混頻級的主要原因之一。如果只有一個混頻器，并且IF為數(shù)百MHz，那么將很難在接收機前端中抑制鏡像頻率。

 

圖4. 混頻進入IF的鏡像

 

將第一IF下變頻至第二IF時，第二混頻器也存在一個鏡像頻段。第二IF的頻率較低（幾百MHz到2 GHz），故第一IF濾波器的濾波要求可能視情況而不同。對于第二IF為幾百MHz的典型應(yīng)用，高頻第一IF的濾波可能非常困難，需要很大的定制濾波器。這常常是系統(tǒng)中最難設(shè)計的濾波器，因為頻率很高且抑制要求通常很窄。

 

除鏡像抑制外，還必須有力地濾除從混頻器返回接收輸入連接器的LO功率水平。這樣可確保無法因為輻射功率而檢測到用戶。為此，LO應(yīng)遠離RF通帶，確?？梢詫崿F(xiàn)充分濾波。

 

 

最新集成收發(fā)器產(chǎn)品包括AD9371，它是一款300 MHz至6 GHz直接變頻收發(fā)器，具有兩個接收通道和兩個發(fā)射通道。接收和發(fā)射帶寬可在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)調(diào)整，工作模式可配置為頻分雙工(FDD)或時分雙工(TDD)。該器件采用12 mm2 封裝，TDD模式下功耗約為3 W，F(xiàn)DD模式下功耗約為5 W。由于正交糾錯(QEC)校準的優(yōu)勢，它實現(xiàn)了75 dB到80 dB的鏡像抑制性能。

 

圖5. AD9371直接變頻收發(fā)器功能框圖

 

集成收發(fā)器IC的性能進步開啟了新的可能性。AD9371集成了第二混頻器、第二IF濾波和放大、可變衰減ADC以及信號鏈的數(shù)字濾波和抽取功能。在該架構(gòu)中，AD9371（其調(diào)諧范圍為300 MHz至6 GHz）可調(diào)諧到3 GHz和6 GHz之間的頻率，直接接收第一IF（參見圖6）。其增益為16 dB，NF為19 dB，5.5 GHz時的OIP3為40 dBm，故AD9371是非常理想的IF接收機。

 

圖6. X或Ku波段TRx，AD9371用作中頻接收機

 

集成收發(fā)器用作IF接收機，便不再需要像超外差接收機那樣擔心通過第二混頻器的鏡像，這可以大大降低第一IF帶的濾波需求。不過，為了消除收發(fā)器中的二階效應(yīng)，仍然需要一定的濾波。第一IF帶現(xiàn)在應(yīng)以兩倍的第一IF頻率提供濾波以消除此類效應(yīng)，這比濾除第二鏡像和第二LO要容易得多，它可能接近數(shù)百MHz。通常，利用低成本的小型LTCC濾波器成品即可滿足此類濾波要求。

 

這種設(shè)計還使系統(tǒng)具有很高的靈活性，可針對不同應(yīng)用而輕松加以重復(fù)使用。靈活性的表現(xiàn)之一是IF頻率選擇。IF選擇的一般經(jīng)驗法則是讓它比經(jīng)過前端濾波的目標頻譜帶寬高1 GHz至2 GHz。例如，若設(shè)計師需要4 GHz頻譜帶寬（17 GHz至21 GHz）經(jīng)過前端濾波器，則IF可以位于5 GHz頻率（比目標帶寬4 GHz高1GHz）。這有助于前端實現(xiàn)濾波。如果只需要2 GHz帶寬，可以使用3 GHz的IF。此外，AD9371具有軟件定義特性，很容易隨時改變IF，所以特別適合需要避開阻塞信號的認知無線電應(yīng)用。AD9371的帶寬也可以在8 MHz至100 MHz范圍內(nèi)輕松調(diào)整，有利于避免目標信號附近的干擾。

 

高中頻架構(gòu)的高集成度使得最終的接收機信號鏈所占空間只有等效超外差架構(gòu)的50%左右，同時功耗降低30%。另外，高中頻架構(gòu)接收機比超外差架構(gòu)更為靈活。這種架構(gòu)是要求小尺寸、高性能的低SWaP市場的福音。

 

 

高中頻架構(gòu)的優(yōu)點之一是能夠調(diào)諧IF。當試圖創(chuàng)建一個能避開干擾雜散的頻率規(guī)劃時，這種能力特別有用。當接收到的信號在混頻器中與LO混頻并產(chǎn)生一個非IF頻段內(nèi)目標信號音的m × n雜散時，就會引起干擾雜散。

 

混頻器依據(jù)公式m × RF ± n × LO產(chǎn)生輸出信號和雜散，其中m和n為整數(shù)。接收信號產(chǎn)生的m × n雜散可能落在IF頻段中；某些情況下，目標信號音會引起一個特定頻率的交越雜散。

 

例如，若觀測一個設(shè)計為接收12 GHz至16 GHz信號且IF為5.1 GHz的系統(tǒng)，如圖7所示，則引起帶內(nèi)雜散的m × n鏡像頻率可依據(jù)下式確定：

 

 

圖7. 12 GHz至16 GHz Rx Tx高中頻架構(gòu)

 

在此式中，RF為混頻器輸入端的RF頻率，其導(dǎo)致一個信號音落在IF中。試舉一例，假設(shè)接收機調(diào)諧到13 GHz，這意味著LO頻率為18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz)。將這些值代入上式，并允許m和n在0到3的范圍內(nèi)變動，則可得到如下RF公式：

 

 

結(jié)果如下表所示。

 

表1. 18.1 GHz LO的M × N雜散表

 

表中的第一行（黃色亮顯）顯示所需的13 GHz信號，它是混頻器中的1 × 1的結(jié)果。其他亮顯單元顯示可能有問題的帶內(nèi)頻率，它們可能表現(xiàn)為帶內(nèi)雜散。例如，15.55 GHz信號在12 GHz到16 GHz的目標范圍內(nèi)。輸入端一個15.55 GHz信號音與LO混頻，產(chǎn)生一個5.1GHz信號音(18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz)。其他未亮顯行也可能造成問題，但由于其在帶外，可以通過輸入帶通濾波器濾除。

 

雜散水平取決于多個因素。主要因素是混頻器的性能?；祛l器從根本上說是一個非線性器件，其內(nèi)部會產(chǎn)生許多諧波。根據(jù)混頻器內(nèi)部二極管的匹配精度和混頻器雜散性能的優(yōu)化程度，可確定輸出雜散水平。數(shù)據(jù)手冊通常會提供一個混頻器雜散圖表，它可以幫助確定雜散水平。表2所示的例子是混頻器HMC773ALC3B的雜散水平表。該表給出的是雜散相對于1 × 1目標信號音的dBc水平。

 

表2. HMC773ALC3B混頻器雜散表

 

利用此雜散表并擴展表1中所做的分析，我們便可全面了解哪些m × n鏡像音可能會干擾接收機，以及其水平是多少?？梢陨梢粋€電子表格，其輸出與圖8所示相似。

 

圖8. 12 GHz至16 GHz Rx的m × n鏡像

 

此圖中的藍色部分表示所需帶寬。線段表示不同的m × n鏡像及其水平。由此圖很容易知道，混頻器之前需要滿足什么樣的濾波要求才能消除干擾。本例中有多個鏡像雜散落在帶內(nèi)，無法濾除。下面將說明如何利用高中頻架構(gòu)的靈活性來繞開其中的一些雜散，這是超外差架構(gòu)做不到的。

 

 

圖9顯示了一個類似頻率規(guī)劃，其范圍是8 GHz到12 GHz，默認IF為5.1 GHz。此圖是混頻器雜散的另一種視圖，顯示了中心調(diào)諧頻率與m × n鏡像頻率的關(guān)系，而不是之前所示的雜散水平。此圖中的1:1粗對角線表示期望的1 × 1雜散。圖上的其他直線代表m × n鏡像。此圖左側(cè)代表IF調(diào)諧無靈活性的部分。這種情況下，IF固定在5.1 GHz。調(diào)諧頻率為10.2 GHz時，2 × 1鏡像雜散跨過目標信號。這意味著如果調(diào)諧到10.2 GHz，那么很有可能附近信號會阻塞目標信號的接收。右側(cè)顯示了通過靈活I(lǐng)F調(diào)諧解決這個問題的辦法。這種情況下，在9.2 GHz附近時IF從5.1 GHz切換到4.1 GHz，從而防止交越雜散發(fā)生。

 

圖9. 無IF靈活性時的m × n交越雜散（上），利用IF調(diào)諧避開交越（下）

 

這只是一個說明高中頻架構(gòu)如何避開阻塞信號的簡單例子。當結(jié)合智能算法來確定干擾并計算新的可能IF頻率時，便有許多可行的方法來構(gòu)建一種能夠靈活適應(yīng)任何頻譜環(huán)境的接收機。這就像確定給定范圍（通常是3 GHz到6 GHz）內(nèi)的合適IF一樣簡單，然后根據(jù)該頻率重新計算并設(shè)置LO。

 

 

同接收頻率規(guī)劃一樣，也可以利用高中頻架構(gòu)的靈活性來改善發(fā)射機的雜散性能。對接收機而言，頻率成分有時是無法預(yù)測的。但對發(fā)射機而言，輸出端的雜散更容易預(yù)測。此RF成分可利用下式來預(yù)測：

 

 

其中，IF通過AD9371調(diào)諧頻率預(yù)先確定，LO通過所需輸出頻率確定。

 

像對待接收通道一樣，發(fā)射側(cè)也可以生成混頻器圖表。示例如圖10所示。在此圖中，最大雜散是鏡像和LO頻率，利用混頻器之后的帶通濾波器可將其降到所需水平。在FDD系統(tǒng)中，雜散輸出可能會使鄰近接收機降敏，帶內(nèi)雜散會帶來問題，這種情況下IF調(diào)諧的靈活性便很有用。在圖10所示例子中，如果使用5.1 GHz的靜態(tài)IF，發(fā)射機輸出端會存在一個接近15.2 GHz的交越雜散。通過將14 GHz調(diào)諧頻率時的IF調(diào)整到4.3 GHz，便可避開該交越雜散，如圖11所示。

 

圖10. 無濾波的輸出雜散

 

圖11. 靜態(tài)IF引起交越雜散（上），利用IF調(diào)諧避開交越雜散（下）

 

 

為了展示這種架構(gòu)能夠?qū)崿F(xiàn)的性能，我們利用ADI公司成品器件構(gòu)建了一個接收機和發(fā)射機FDD系統(tǒng)原型，其接收頻段的工作頻率范圍配置為12 GHz至16 GHz，發(fā)射頻率的工作頻率范圍為8 GHz至12 GHz。使用5.1 GHz的IF來收集性能數(shù)據(jù)。接收通道的LO范圍設(shè)置為17.1 GHz至21.1 GHz，發(fā)射通道的LO范圍設(shè)置為13.1 GHz至17.1 GHz。原型的功能框圖如圖12所示。在該圖中，X和Ku變頻器板顯示在左側(cè)，AD9371評估板顯示在右側(cè)。

 

圖12. X和Ku波段Rx Tx FDD原型系統(tǒng)功能框圖

 

增益、噪聲系數(shù)和IIP3數(shù)據(jù)在接收下變頻器上收集，顯示于圖13（上）中。整體而言，增益約為20 dB，NF約為6 dB，IIP3約為–2dBm。利用均衡器可實現(xiàn)額外的增益調(diào)整，或者利用AD9371中的可變衰減器執(zhí)行增益校準。

 

圖13. Ku波段Rx數(shù)據(jù)（上），X波段Tx數(shù)據(jù)（下）

 

同時也測量了發(fā)射上變頻器，并記錄其增益、P1dB和OIP3。此數(shù)據(jù)與頻率的關(guān)系顯示于圖13（下）。增益約為27 dB，P1 dB約為22dBm，OIP3約為32 dBm。

 

當此板與集成收發(fā)器一起使用時，接收和發(fā)射的總體特性如表3所示。

 

表3. 系統(tǒng)總體性能表

 

總的來說，接收機性能與超外差架構(gòu)相當，而功耗大大降低。等效超外差設(shè)計的接收機鏈功耗會高于5 W。此外，原型板的建造并未以縮小尺寸為優(yōu)先目標。利用適當?shù)腜CB布局技巧，并將AD9371集成到與下變頻器相同的PCB上，采用這種架構(gòu)的解決方案總尺寸可縮小到僅4到6平方英寸，顯著小于需要近8到10平方英寸的等效超外差解決方案。此外，利用多芯片模塊(MCM)或系統(tǒng)化封裝(SiP)等技術(shù)可進一步縮小尺寸。這些先進技術(shù)可將尺寸縮小到2至3平方英寸。

 

 

本文介紹了一種切實可行的架構(gòu)——高中頻架構(gòu)，它可替代傳統(tǒng)方法，大幅改進SWaP。文中簡要說明了超外差架構(gòu)以及接收機設(shè)計的重要規(guī)格。然后介紹高中頻架構(gòu)，并闡釋其在濾波要求和集成度（可減少器件總數(shù)）方面的優(yōu)勢。我們詳細說明了如何制定頻率規(guī)劃，以及如何利用可調(diào)諧IF來避開接收機上的干擾信號。在發(fā)射方面，其目標是降低輸出雜散，我們提出了一種避開帶內(nèi)雜散的辦法，以及預(yù)測所有可能存在的輸出雜散產(chǎn)物的方法。

 

這種架構(gòu)的實現(xiàn)得益于近年來集成式直接變頻接收機的迅猛發(fā)展。隨著AD9371的誕生，通過高級校準和高集成度可實現(xiàn)更高的性能。這種架構(gòu)在未來的低SWaP市場會變得特別重要。

 

本文轉(zhuǎn)載自亞德諾半導(dǎo)體。