【導讀】本文比較三種常用接收機架構(gòu)的優(yōu)勢和挑戰(zhàn)：外差接收機、直接采樣接收機和直接變頻接收機。還會討論關(guān)于雜散，系統(tǒng)噪聲和動態(tài)范圍的額外考慮。本文的意圖并非要褒揚某種方案而貶抑其他方案，相反，本文旨在說明這些方案的優(yōu)點和缺點，并鼓勵設(shè)計人員按照工程準則選擇最適合特定應用的架構(gòu)。
外差接收機作為接收機方案的標準選擇已有數(shù)十年歷史。近年來，模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC) 采樣速率的迅速提高、嵌入式數(shù)字處理的采納以及匹配通道的集成，為接收機架構(gòu)提供了幾年前尚被認為是不切實際的其他選擇。
架構(gòu)比較
表1比較了外差、直接采樣和直接變頻三種架構(gòu)。同時顯示了每種架構(gòu)的基本拓撲和一些利弊。
表1. 接收機架構(gòu)比較
外差方法久經(jīng)檢驗，性能出色。實施原理是混頻到中頻 (IF)。IF需選擇足夠高的頻率，使得實際濾波器在工作頻段中能夠提供良好的鏡像抑制和LO隔離。當有超高動態(tài)范圍ADC可用時，增加一個混頻級以降低頻率也很常見。此外，接收機增益分布在不同的頻率上，這使得高增益接收機發(fā)生振蕩的風險非常小。通過適當?shù)念l率規(guī)劃，外差接收機可以實現(xiàn)非常好的雜散能量和噪聲性能。遺憾的是，這種架構(gòu)是最復雜的。相對于可用帶寬，其需要的功耗和物理尺寸通常是最大的。此外，對于較大分數(shù)帶寬，其頻率規(guī)劃可能非常困難。在當前追求小尺寸、低重量、低功耗 (SWaP) 并希望獲得寬帶寬的背景下，這些挑戰(zhàn)難度很大，導致設(shè)計人員不得不考慮其他可能的架構(gòu)選項。
直接采樣方法已被業(yè)界追求許久，其障礙在于很難讓轉(zhuǎn)換器工作于直接射頻采樣所需的速率并且實現(xiàn)大輸入帶寬以及實現(xiàn)大輸入帶寬。在這種架構(gòu)中，全部接收機增益都位于工作頻段頻率，如果需要較大接收機增益，布局布線必須非常小心。如今，在L和S波段的較高奈奎斯特頻段，已有轉(zhuǎn)換器可用于直接采樣。業(yè)界在不斷取得進展，C波段采樣很快就會變得實用，后續(xù)將解決X波段采樣。
直接變頻架構(gòu)對數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器帶寬的使用效率最高。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器在第一奈奎斯特頻段工作，此時性能最優(yōu)，低通濾波更為簡單。兩個數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器配合工作，對I/Q信號進行采樣，從而提高用戶帶寬，同時又不會有交織難題。對于直接變頻架構(gòu)，困擾多年的主要挑戰(zhàn)是維持I/Q平衡以實現(xiàn)合理水平的鏡像抑制、LO泄漏和直流失調(diào)。近年來，整個直接變頻信號鏈的先進集成加上數(shù)字校準已克服了這些挑戰(zhàn)，直接變頻架構(gòu)在很多系統(tǒng)中已成為非常實用的方法。
頻率規(guī)劃視角
圖1顯示了三種架構(gòu)的框圖和頻率規(guī)劃示例。圖1a為外差接收機示例，高端LO將工作頻段混頻到ADC的第二奈奎斯特區(qū)。信號進一步混疊到第一奈奎斯特區(qū)進行處理。圖1b為直接采樣接收機示例。工作頻段在第三奈奎斯特區(qū)進行采樣并混疊至第一奈奎斯特區(qū)，然后將NCO置于頻段中心，數(shù)字下變頻到基帶，再進行濾波和抽取，數(shù)據(jù)速率降低到與通道帶寬相稱的水平。圖1c為直接變頻接收機示例。雙通道ADC與正交解調(diào)器對接，通道1對I（同相）信號進行采樣，通道2對Q（正交）信號進行采樣。
圖1. 頻率規(guī)劃示例。
許多現(xiàn)代ADC同時支持所有三種架構(gòu)。例如，AD9680是一款具備可編程數(shù)字下變頻功能的雙通道1.25 GSPS ADC。此類雙通道ADC支持雙通道外差架構(gòu)和直接采樣架構(gòu)，一對轉(zhuǎn)換器合作則可支持直接變頻架構(gòu)。
采用分立實施方案時，直接變頻架構(gòu)的鏡像抑制挑戰(zhàn)可能相當難以克服。通過提高集成度并結(jié)合數(shù)字輔助處理，I/Q通道可以很好地匹配，從而大幅改善鏡像抑制。最近發(fā)布的AD9371的接收部分是一個直接變頻接收機，如圖2所示，注意它與圖1c的相似性。
圖2. AD9371的接收部分：單片直接變頻接收機。
雜散噪聲
任何采用頻率轉(zhuǎn)換的設(shè)計都需要作出很大努力來使不需要的帶內(nèi)折頻最小化。這是頻率規(guī)劃最微妙的地方，涉及到可用元件與實際濾波器設(shè)計的平衡。某些雜散折疊問題在此略作說明，如需詳細解釋，請設(shè)計人員參閱參考文獻。
圖3顯示了ADC輸入頻率和前兩個諧波的折疊與輸入頻率（相對于奈奎斯特頻段）的關(guān)系。當通道帶寬遠小于奈奎斯特帶寬時，接收機設(shè)計人員的目標是選擇適當?shù)墓ぷ鼽c以將折疊的諧波置于通道帶寬之外。
圖3. ADC折頻。
接收機下變頻混頻器會增加復雜性。任何混頻器都會在器件內(nèi)引起諧波。這些諧波全都混在一起，產(chǎn)生其他頻率。圖4顯示了這種影響。
圖4. 下變頻混頻器雜散。
圖3和圖4僅顯示了截止三階的雜散。實踐中還有其他更高階的雜散，設(shè)計人員需要處理由此而來的無雜散動態(tài)范圍問題。對于較窄的小數(shù)帶寬，細致精當?shù)念l率規(guī)劃可以克服混頻器雜散問題。隨著帶寬增加，混頻器雜散問題成為重大障礙。由于ADC采樣頻率提高，有時候使用直接采樣架構(gòu)來降低雜散會更切合實際。
接收機噪聲
接收機設(shè)計的很多工作是花在最小化噪聲系數(shù) (NF) 上面。噪聲系數(shù)衡量信噪比的降低程度。
器件或子系統(tǒng)噪聲系數(shù)的影響是使輸出噪聲功率高于熱噪聲水平，即被噪聲系數(shù)放大。
級聯(lián)噪聲系數(shù)計算如下：
ADC之前的接收機增益的選擇以及所需ADC SNR的確定，是接收機總噪聲系數(shù)與瞬時動態(tài)范圍平衡的結(jié)果。圖5為要考慮的參數(shù)的示意圖。為了便于說明，接收機噪聲折算到ADC前端抗混疊濾波器之前，即被濾波之后的噪聲。ADC噪聲顯示為平坦的白噪聲，目標信號顯示為–1 dBFS的連續(xù)波 (CW) 信號音。
圖5. 接收機 + ADC噪聲。
首先需要常用單位，即dBm或dBFS。根據(jù)轉(zhuǎn)換器滿量程電平和轉(zhuǎn)換器噪聲密度，可將ADC噪聲從dBFS換算為dBm。此外，噪聲功率與帶寬成比例，故而需要一個常用帶寬單位。某些設(shè)計人員使用通道帶寬，這里我們歸一化到1 Hz帶寬，噪聲功率為/Hz。
總噪聲計算如下：
這就引出了ADC靈敏度損失概念。ADC靈敏度損失用于衡量由ADC噪聲引起的接收機噪聲性能降低程度。為使此降幅最小，接收機噪聲需要遠高于ADC噪聲。限制來自動態(tài)范圍，較大接收機增益會限制能接收而不會使ADC飽和的最大信號。
因此，接收機設(shè)計人員總是要面對動態(tài)范圍與噪聲系數(shù)平衡的挑戰(zhàn)。
結(jié)語
本文簡述了外差、直接采樣和直接變頻三種接收機架構(gòu)，重點討論了每種架構(gòu)的優(yōu)勢和挑戰(zhàn)。本文還介紹了接收機設(shè)計的最新趨勢和考慮。對更高帶寬的普遍渴望，結(jié)合GSPS數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器的進步，將使許多不同的接收機設(shè)計在未來很長時間內(nèi)百花齊放。
參考電路
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RF和微波噪聲系數(shù)測量基礎(chǔ)知識。Keysight應用筆記。
本文轉(zhuǎn)載自亞德諾半導體。
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