1.VCO在接收中的應用

VCO在系統(tǒng)中的位置如圖1所示，它屬于環(huán)路部分，前級為環(huán)路濾波器，后級為多模分頻器和可編程分頻器。


環(huán)路濾波器將PFD（鑒相鑒頻器）和CP（電荷泵）產生的控制電壓經過濾波之后提供給VCO。VCO根據控制電壓（Vcon）和控制字(由I2C控制)產生相應頻率的振蕩信號，此振蕩信號通過多模分頻器器之后作為頻率源提供給本地振蕩器（LO），同時也通過可編程分頻器反饋給PFD和CP。VCO輸出的振蕩信號的頻率為PLL輸入信號(PFD/CP的輸入)頻率的N倍（N為可編程分頻器的分頻比），即fout=Nfin。

2.電路設計


圖2所示為VCO的總電路圖，采用經典的互補型差分耦合壓控振蕩器結構，并將尾電流去掉，使相位噪聲性能得到明顯提高。M1和M2為NMOS差分耦合對，M3和M4為PMOS差分耦合對，采用互補型的差分耦合對更容易起振，具有功耗和振幅的優(yōu)勢，相位噪聲也較??；開關電容陣列（SCA）用來拓寬頻率調諧范圍而又不使壓控增益過大；SCA由控制字來控制，對諧振腔中的電容進行粗調?？勺冸娙萦脕碓诿恳粋€控制字下對諧振腔中的電容進行細調。L即為諧振腔中的電感。緩沖電路用來將VCO的輸出信號進行進一步放大，以提高其驅動后級的能力，同時也將VCO和它的后級電路隔離開來，避免VCO的振蕩頻率和相位噪聲性能受后級電路的影響。


圖2是互補型LC交叉耦合振蕩器，該結構同時采用NMOS和PMOS兩對差分耦合放大器提供負阻補償諧振電路損耗的能量。對于相同的偏置電流和MOS管尺寸，互補型結構提供的負阻是單對MOS管結構的兩倍，電路起振更容易。由于NMOS對管和PMOS對管分別給對方提供電流，電流可以復用，增大振蕩器輸出信號擺幅，并且通過優(yōu)化器件參數使兩輸出端與中間電路節(jié)點上的輸出電壓波形對稱，從而盡可能地減小振蕩器的相位噪聲。

互補型LC交叉耦合振蕩器在輸出信號幅度、功耗以及相位噪聲等方面具有明顯的優(yōu)勢。
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2.2 可變電容

本電路采用的是積累型MOS可變電容，屬于有源器件，使用時需加偏置電路。圖3所示為可變電容的電路圖，R1、R2、R3和R4為可變電容的管子提供偏置。C1和C2為隔直電容，使可變電容的偏置電路獨立于其它電路，互不影響。Vcon為控制電壓，是環(huán)路濾波器的輸出，用來控制可變電容的電容值。


2.3 開關電容陣列（SCA）

圖4所示為開關電容陣列的電路，有四個控制字D0、D1、D2和D3，可以有16種組合。CF為濾波電容。圖5所示為開關電容陣列中所使用的MOS開關管，在控制字端和源（漏）端之間加入反相器，數?；旌?，使MOS開關管的源（漏）極的電壓有確定值（低或高）且始終大于等于0，使得開關管電路對噪聲不敏感。

2.4 緩沖電路

圖6所示為緩沖電路，由一個反相器和一個推挽放大器組成，采用兩級電路之后具有高隔離度。其中Rb1和Rb2是偏置電阻；Rf是反饋電阻，可使電路更穩(wěn)定；Cd0、Cd1和Cd2是隔直電阻，使各電路的偏置相互獨立，互不影響。

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3.仿真結果

3.1 工作電流

圖7所示為仿真得到的工作電流，平均值為4.75mA，如果除去起振時候的過沖電流的話，基本上可以達到4mA。表2對各個工藝角下的工作電流做了對比，可以看出工作電流最壞情況下為5mA左右，功耗符合設計要求。

3.2 瞬態(tài)特性

圖8所示為瞬態(tài)仿真的結果。在起始條件中設置一個500mV的電壓之后，VCO能夠快速起振，振蕩曲線和振蕩頻率正常，實現VCO的基本功能。其它工藝角下結果類似。

3.3 壓控特性曲線

圖9所示為TT工藝角下的壓控特性曲圍為2.5G～3.1G，在實現寬調諧范圍的同時又保持了較低的壓控增益。控制字為1110時壓控增益較低，平均值為60MHz/V左右。其它工藝角下結果類似。

3.4 相位噪聲

圖10為在0000控制字下仿真得到的相位噪聲曲線，對不同工藝腳分析相位噪聲，可看出相位噪聲隨著控制字的增加而減小，因此在對TT工藝角的所有控制字進行相位噪聲仿真之后，只需對FF和SS工藝角的第一個控制字和最后一個控制字以及中間的一部分控制字的相位噪聲進行仿真，便可知所有控制字下的相位噪聲性能。在頻偏為1MHz時相位噪聲基本分布在-118dBc/Hz～-122dBc/Hz，基本滿足低相位噪聲的要求。

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