第一講：混頻器的工作原理分析
第二講：三極管混頻器的電路組態(tài)及技術指標

CMOS技術本身具有低價格、低功耗、易于集成的特點，使得射頻集成電路向著高集成度、高性能和低功耗低成本的的趨勢發(fā)展，加之半導體工藝的進步，基于CMOS技術的器件的工作頻率已能達到20GHz，并且完全可以與收發(fā)器后端電路實現(xiàn)單片集成，極大推動了無線通信技術的發(fā)展。

混頻器利用器件的非線性特性來實現(xiàn)信號載波頻率的變化，產生輸入頻率的和頻和差頻分量。作為無線通信系統(tǒng)射頻前端的核心部分之一，其性能的好壞將直接影響整個系統(tǒng)的性能。目前已有種類繁多的全集成CMOS混頻器，本文采用TSMC的0．25μm CMOS管模型設計了一種有源Gilbert結構雙平衡混頻器。根據(jù)在2．5GHz的射頻輸入下得到的仿真結果，該設計完全可以滿足802．11b／g／n與Bluetooth等無線通信的要求。

1 CMOS雙平衡混頻器的分析及設計

Gilbert單元結構如圖1所示。這種結構主要由開關管(M1、M2、M3、M4)和跨導晶體管(M5、m6)組成。本振信號VLO從開關管的柵極引入，射頻信號VRF加在具有固定偏置的跨導級差分對M5與M6的柵極(M5和M6工作在飽和區(qū))，將VRF信號轉換成電流信號；M1～M4工作在近飽和狀態(tài)，是兩對開關，由本振大信號來驅動兩對管交替開關，達到混頻的目的；R1是電阻負載，通過負載電阻將混頻后的電流信號轉換成電壓信號VIF輸出。

假設VRF的輸入信號為一正弦信號：


跨導晶體管M5和M6的跨導為GM，并假定開關對管M1～M4在VLO的驅動下，處于理想開關狀態(tài)，M1和M4、M2和M3兩兩組合通斷，由于該混頻電路的對稱性，不再分別進行討論。當方波在正半周期，M1和M4導通時，跨導晶體管M5、M6的漏電流ID輸出為

根據(jù)式(4)的中頻輸出可以看出，輸出信號既不包含輸入射頻信號頻率分量，也不包含本振信號頻率分量，因此理想雙平衡混頻器能夠有效抑制RF-IF和LO-IF信號饋通，因此具有極好的端口隔離度。另外，差分的射頻輸入信號也可以抑制射頻信號中的共模噪聲。但是需要補充說明一點，要使M1～M4成為理想的開關，輸入本振信號應該是理想的方波，在低電平時MOS能夠完全關斷，源漏電阻Roff為無窮大；在高電平時能將MOS完全打開，導通電阻Ron近似為零，這種射頻方波信號在電路中很難實現(xiàn)。實際電路中驅動開關管的一般是幅度較大的正弦信號來替代。
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另外，電路中CMOS管溝道尺寸及相關參數(shù)有如下公式：

其中W／L為CMOS管溝道尺寸之比，μN為溝道載流子的遷移率，COX為單位面積的柵級電容，ID為漏電流，VGS為柵源間的電壓，VTH為MOS管的閾值電壓。

由式(5)可知，在開關近似理想的狀態(tài)下，整個混頻器的增益只與跨導GM和負載電阻RL有關，同時，增益的線性度是由跨導電路的線性度決定的。但是，由于CMOS器件的跨導較小，故跨導大小的選取要受到實際電路模型的限制；而負載電阻會給整個電路引入熱噪聲，使噪聲系數(shù)的惡化，且過大的負載電阻也會使整個混頻器的工作電壓和功耗上升，所以RL不宜過大；而因此需通過選取適當?shù)霓D換增益來對RL和GM進行選取。開關管M1～M4的溝道尺寸通過使柵極過驅動電壓VGS-VTH的值在0．1～0．3V之間時根據(jù)式(7)確定，而M5、M6的尺寸可通過GM和適當?shù)穆╇娏鱅d，再根據(jù)式(6)來求得。故混頻器的設計中需要將轉換增益、線性度、噪聲系數(shù)、功耗等性能指標之間進行折中，來實現(xiàn)整體設計的最佳性能。

因此，為實現(xiàn)上述目標，我們需先對若干參數(shù)的取值范圍進行限定，再根據(jù)其余參數(shù)間的互相關系對它們的取值范圍進行選取，最后通過仿真結果的比對來選定一組相對最優(yōu)參數(shù)。

通過參考相關設計，先限定幾個關鍵參數(shù)：轉換增益需大于10dB，噪聲系數(shù)小于10，1dB壓縮點大于0dBm。通過利用ADS軟件仿真時的調諧功能(Tuning)。在這里再對其余參數(shù)的值進行分段調整。通過多次優(yōu)化，最后選取M1～M4的溝道長、寬為0．6μm、170μm，M5、M6的溝道長、寬為0．6m、277μm，電流源取6mA，負載電阻為900Ω。設計時采用兩共柵的MOS管來實現(xiàn)恒流源，并在跨導源級加入反饋電阻Rf，這樣做可以使跨導變?yōu)樵瓉淼?／(1+GMRf)倍。恒流源及反饋電阻部分電路如圖2所示。

2 仿真結果及分析

本次設計的混頻器的射頻信號輸入頻率范圍在2．4～2．5GHz。仿真時選取2．5GHz、-30dBm的射頻輸入信號，2．25GHz、5dBm的本振信號作為示例，CMOS管采用基于TSMC(臺積電)的0．25μm工藝的Bsim3_Model的V3．1模型，使用Agilent公司的ADS2008進行仿真，以下為仿真結果及分析。


圖3中m1所標為中頻輸出譜線，根據(jù)輸入射頻輸入信號為-30dBm可以算出混頻器的轉換增益為10．975dB。m2是同為二階產物的和頻輸出分量，幅度是相當高的，不過要去除也是較容易的，只需在輸出端接一低通或帶通濾波器將其濾除即可。

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表1所列為混頻器單邊帶與雙邊帶噪聲系數(shù)。當混頻器輸出有用信號只存在于本振信號的一側，用單邊帶(SSB)噪聲系數(shù)來表征；與之相對應的，若接收信號是均勻輻射譜，有用信號存在于兩個邊帶上，則需用雙邊帶(DSB)噪聲系數(shù)表示，在天文或遙感使用較多。由于鏡像噪聲的影響，單邊帶噪聲系數(shù)一般要高出3dB，故為了參數(shù)美觀，大部分混頻器在不做特殊說明的情況下僅將雙邊帶噪聲系數(shù)標示出來，而實際應用中大部分是需要單邊帶噪聲系數(shù)作為重要參考的，這是大家需要注意的。


從圖4可以看出，正如前文所描述，由于用正弦信號替代理想方波信號，必須在本振功率高到一定程度，開關管工作于近似理想開關狀態(tài)時，混頻器才能保持較穩(wěn)定的轉換增益。由圖可知當本振信號大于-3dBm時，轉換增益穩(wěn)定保持在10dB以上。

圖5所示是實際中頻輸出功率與理想輸出功率的差異。圖中直線為線性增益的延長線，曲線為混頻器實際增益的輸出曲線。由圖中標示可知，當射頻輸入信號RF達到-8dBm時，實際增益出現(xiàn)壓縮，此時中頻輸出功率1．2dBm左右。


對于出現(xiàn)兩個頻率很相近的射頻信號RF1、RF2同時進入混頻器和本振LO進行混頻。由于混頻器為非線性器件，輸出頻譜中會包含多階產物，其中3階產物的頻率：ω3：ω3=ωLO-(2ωRF1-ωRF2)和ω3=ωLO-(2ωRF2-ωRF1)會出現(xiàn)輸出中頻附近，造成很大干擾，尤其出現(xiàn)射頻多路通信系統(tǒng)中將會是相當嚴重的問題。故仿真時用2．5GHz+50kHz的雙音功率源，圖6中m2標示的為一根三階分量的譜線，經仿真軟件計算得出的結果見表2。

根據(jù)經驗公式，一般情況下三階調制截止點比1dB壓縮點高10dB左右，據(jù)此可驗證仿真結果是否合理。

3 結束語

本文采用TSMC 0．25μm工藝CMOS設計了一種具有Gilbert結構的有源雙平衡混頻器，在不增加電路復雜性的前提下，通過反饋電阻的引入及借助ADS軟件對元件及電路參數(shù)的適當選取，使該混頻器的增益及線性度較文獻、均有明顯的改進，并可滿足當前大部分無線通信的要求。

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