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25kW電動汽車SiC直流快充設(shè)計指南:經(jīng)驗總結(jié)

發(fā)布時間:2023-01-11 來源:Onsemi 責任編輯:wenwei

【導(dǎo)讀】在我們的系列參考設(shè)計文檔中,我們詳細描述了25 kW直流快充模塊的開發(fā)過程。本白皮書則主要探討25 kW直流快充模塊的開發(fā)和測試中硬件和固件設(shè)計以及調(diào)試階段的技巧與訣竅。我們將介紹如何測試和微調(diào)去飽和保護功能,分析SiC MOSFET漏極電壓振鈴的原因,以及添加緩沖電容的好處。此外還考慮如何在環(huán)回測試中使用比待測器件(DUT)功率更低的設(shè)備來測試DUT。最后,我們將討論相移雙有源橋控制算法設(shè)計。


簡介


以下圖1是25 kW電動汽車直流快充系統(tǒng)的高級框圖,主要由PFC級和相移雙有源橋DC-DC級組成。


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圖1  25 kW電動汽車直流充電樁的高級框圖


在任何電源轉(zhuǎn)換器設(shè)計過程中,都必須實施硬件保護,這一點很重要。事實上,功率開關(guān)器件是轉(zhuǎn)換器的核心,設(shè)計人員需要在確保系統(tǒng)在各種特定的場景中提供保護功能。在這些場景下,過壓和過流保護是基本要求。這兩種保護可以采用多種方法實現(xiàn):相對簡單的方法,例如在關(guān)鍵回路添加阻容元件,形成所謂的緩沖器(Snubber),有助于限制電壓峰值;另一種較為復(fù)雜的方法,就是在瞬時條件超過預(yù)定標準時,阻斷器件運行。


采用這種方法時,比如我們在開發(fā)雙有源橋式轉(zhuǎn)換器時采用了這種方法,在轉(zhuǎn)換器的兩側(cè)添加具有指定閾值和遲滯的電壓比較器來實現(xiàn)過壓保護,在DC-Link過壓時阻斷柵極驅(qū)動器。


類似的方法也適用于過流保護解決方案。利用自帶過流保護功能的柵極驅(qū)動器就可以方便地解決問題。使用具有去飽和保護(DESAT)功能的NDC57000柵極驅(qū)動器,可降低BOM成本并提高產(chǎn)品市場競爭力。在下一部分中,我們將介紹在硬件啟動測試階段進行的PFC級和DAB DCDC級DESAT閾值的測量和評估,這在控制固件(FW)調(diào)試之前是必不可少的。在DAB DC-DC級,我們則著重于增強DESAT保護功能,以實現(xiàn)寬輸出(200 V至1000 V)工作電壓范圍。


全數(shù)控電源轉(zhuǎn)換器中的關(guān)鍵硬件功能是硬件保護、過流和過壓保護,旨在防止功率半導(dǎo)體器件在過流或短路期間消耗過大的功率。這可以防止出現(xiàn)過壓尖峰,避免損壞功率半導(dǎo)體。硬件保護在控制算法啟動和調(diào)試階段至關(guān)重要,因為此時經(jīng)常會發(fā)生不可預(yù)測的MOSFET開關(guān),會導(dǎo)致功率器件燒毀,而需要消耗時間和成本進行處理,非常麻煩。


PFC 級 DESAT 保護


PFC級中使用的NCD57000隔離式柵極驅(qū)動器具有DESAT保護功能,有助于對所用的PIM SiC MOSFET進行過流保護設(shè)計。“25 kW SiC直流快充設(shè)計指南(第六部分):用于電源模塊的柵極驅(qū)動系統(tǒng)”描述了設(shè)計過程 。我們在硬件啟動階段評估了DESAT功能,并測量了DESAT動作閾值電流和SiC MOSFET軟關(guān)斷時間。


用于高壓側(cè)SiC MOSFET的DESAT動作電流評估的測量原理如圖 2 所示;左邊是高壓側(cè)、右邊是低壓側(cè)SiC MOSFET測量。我們選擇了與應(yīng)用的DC-LinkDC-Link電壓相同的測試電壓,即 800 V。通過柵極測試脈沖導(dǎo)通待測高壓側(cè)SiC模塊,使DESAT保護動作。假設(shè)直流電阻可以忽略不計,所以流經(jīng)待測SiC MOSFET的電流上升di/dt僅受150μH的串聯(lián)PFC電感的限制。電流上升可由下式表示。


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圖 2  PFC級DESAT動作電流硬件啟動測試

高壓側(cè)SiC MOSFET(左)和低壓SiC MOSFET(右)


在“25 kW SiC直流快充設(shè)計指南(第六部分):用于電源模塊的柵極驅(qū)動系統(tǒng)”中,針對800 V DC-LinkDC-Link電壓,我們計算出 DESAT閾值電流理論值為85÷115 A;應(yīng)用手冊AND9949對計算過程進行了詳細闡述,測量在25 °C室溫下進行。需要注意的是,DESAT閾值水平還取決于SiC MOSFET、柵極驅(qū)動器和DESAT保護電路中元件的溫度。


根據(jù)圖3中的測量結(jié)果,SiC MOSFET的導(dǎo)通時間為25至27 ns,軟關(guān)斷時間為700 至 710 ns(當DESAT工作時)。高壓側(cè)DESAT動作閾值的測量值為75 A,低壓側(cè)為72 A。我們評估了所有原型設(shè)計并測量了DESAT閾值,得出68 A - 117.7 A 的范圍。由于PFC級在26.5 kW(1.5 kW是25 kW PFC級的功率裕度)和207 VRMS 時的最大相電流應(yīng)為 70 A,因此我們將PFC 級中的DESAT閾值提高了20%,以便在85 A - 90 A范圍內(nèi)的最小電流閾值下激活。


對于商用量產(chǎn)產(chǎn)品,進行評估說明必不可少,應(yīng)使用足夠的樣本進行測量,以便對所用電子元件的數(shù)值公差引起的變化進行可靠評估。


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圖 3  DESAT跳閘電平測量

高壓側(cè)(左)和低壓側(cè)(右)SiC MOSFET


為了解環(huán)境溫度對DESAT電流閾值水平的影響,我們在25 °C和50 °C下對同一樣品進行測量;DESAT動作閾值增加了5.4 A。在兩種溫度條件下的測量結(jié)果如圖4所示。這一測量結(jié)果表明,針對整個工作電壓范圍和整個溫度范圍設(shè)計DESAT保護是多么重要。


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圖 4  25 ℃(左)和50 ℃(右)下的DESAT動作電流


備注:圖2中的測試僅評估了一個SiC MOSFET發(fā)生短路故障時的動作電平;該測試并未評估電流從高壓側(cè)流向低壓側(cè)SiC MOSFET時的上下橋臂短路情形。發(fā)生橋臂短路時,電流不再受到限制。DESAT保護不能有效地保護SiC MOSFET,因為主要限制因素(即串聯(lián)的PFC電感)限制了電流上升,如公式(1)所示,從而允許DESAT在所需電流水平下作出反應(yīng),避免大電流繼續(xù)流過MOSFET。


DAB DCDC級的DESAT保護增強


與PFC級相同,雙有源橋轉(zhuǎn)換器DCDC級也使用了具有DESAT保護功能的NDC57000柵極驅(qū)動器。原理上來說,這種保護利用電源路徑端子兩端不斷改變的壓降來監(jiān)控流過驅(qū)動開關(guān)器件的電流水平。當然,必須了解開關(guān)器件的特性才能進行正確的過流保護配置。雖然數(shù)據(jù)手冊提供了基本信息,但通常不會很詳細并且貼合應(yīng)用案例,因此無法準確選擇器件。樣機測試固然重要,電路仿真工具在設(shè)計過程中也很有幫助。如圖5的部分電路圖所示,建議的驅(qū)動電路遵循NCD57000數(shù)據(jù)手冊建議。


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圖 5  NCD57000柵極驅(qū)動電路圖


盡管計算去飽和閾值電阻(圖5中的R27A)看似簡單,但卻未必如此,因為RDS,ON參數(shù)并不是恒定的;它隨柵極電壓以及流經(jīng)器件的瞬時電流而變化。根據(jù)器件數(shù)據(jù)手冊中提供的數(shù)據(jù),而簡單地將這兩個關(guān)聯(lián)項結(jié)合起來,以獲得實際RDS值,并用于RDESAT 值計算,這并非一項簡單的任務(wù)。若有器件仿真模型會更容易實現(xiàn)。


由于NCD57000的完整仿真模型尚未公布,我們建立了其去飽和功能的簡化模型,該模型可與開關(guān)器件結(jié)合使用。仿真結(jié)果顯示,DESAT靜態(tài)閾值取決于電阻R1。原邊半橋的電阻初選原邊14.3 kΩ,副邊副邊半橋阻值選擇13.3 kΩ ,因為在某些條件下,副邊副邊電流會稍高一些。圖6所示為仿真柵極電路圖。


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圖 6  NCD57000柵極驅(qū)動器仿真電路圖


圖7顯示了不同R1電阻值下仿真得到的DAB DESAT保護靜態(tài)閾值。


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圖7  不同R1下仿真得到的DAB DESAT保護靜態(tài)閾值


與PFC級一樣,DAB DCDC級的去飽和保護也得到了驗證。下圖為兩側(cè)功率級的簡化示意圖,包含功率電感和變壓器。


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圖8  兩側(cè)功率級的簡化圖,包含功率電感和功率變壓器


可能的故障條件數(shù)相對較多。因此,我們?yōu)槿ワ柡捅Wo測試選擇了以下可能的情況,以限制測試次數(shù),確保設(shè)置簡單且可重現(xiàn):


? 原邊原邊開關(guān)——副邊副邊短路仿真(圖 9)


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圖9  副邊短路仿真副邊


? 副邊副邊開關(guān) – 原邊短路仿真原邊(圖 10)


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圖10  原邊短路仿真原邊


在測試期間,所有開關(guān)均保持關(guān)斷狀態(tài),除了待測開關(guān)。理想情況下,需要能夠產(chǎn)生單脈沖的專用測試軟件。如果沒有測試軟件,可以考慮選擇最小開關(guān)頻率大約1 k Hz的,具有產(chǎn)生長脈沖的占空比(推薦范圍>200 - 300 μs)。脈沖必須足夠長,以使待測開關(guān)所經(jīng)受的DC-LinkDC-Link電壓和有效電感的特定組合能夠在一個脈沖內(nèi)達到預(yù)期的去飽和電流閾值。通過假定所選測試電壓(正常工作電壓)、DESAT保護動作時的峰值電流,以及變壓器的漏感和原邊串聯(lián)諧振電感,就可以通過公式 (1) 計算所需時間。


圖11所示為的DAB原邊測量的典型波形如圖11所示。


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圖11  原邊原邊DAB DESAT閾值測量

R27A(圖 5)14.3 kΩ


DC-LinkDC-Link為400 V時,最大電流達到145 A,而DC-LinkDC-Link 800 V時,該電流高達248.1 A。這似乎有點奇怪,因為靜態(tài)閾值仿真顯示當Rdesat = 14.3 kΩ時,動作電流為109.9 A。不僅如此,400 V和800 V下達到的最大電流還存在相當大的差異??梢酝ㄟ^增加設(shè)置電阻來降低DESAT動作閾值。


因此,將Rdesat 14.3 kΩ增加到15 kΩ后重新測量:


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圖12  原級原邊DAB DESAT閾值測量

R27A(圖 5)15 kΩ


出乎意料的是,2種電壓下的最大閾值電流與預(yù)期不同;電流本應(yīng)下降大約30 A,但實際在400 V時下降了8 A,在800 V時增加了4 A,高達251.9 A。副邊副邊的情況似乎更糟,一旦原邊原邊短路,其有效電路電感會更低些。如圖13所示,700 V時最大電流達到282.6 A,其中Rdesat設(shè)置為16.2 kΩ。因此,未在800 V和920 V下進行測試。


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圖13  副邊副邊DAB DESAT閾值測量

R27A(圖 5)16.2 kΩ


因為仿真顯示Rdesat為16.2 kΩ時,靜態(tài)動作閾值為26.1 A,所以肯定有問題或是理解有誤。所以我們使用NCD57000數(shù)據(jù)手冊,在SPICE中對去飽和保護電路進行建模,以研究電路如何工作。圖 14所示為仿真電路。


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圖14  利用SPICE對NCD57000柵極驅(qū)動電路進行仿真


圖15描繪了幾個已完成仿真的DESAT保護功能激活期間的典型關(guān)系,并解釋了在上述測試期間測量的最大電流值,其識別順序如下:


?柵極驅(qū)動器激活其源極輸出,以開通模塊中的晶體管——在仿真2 μs后不久


?一旦柵極-源極電壓(綠色跡線)達到柵極開啟電壓,漏極-源極電壓就會開始降低。請注意,在所有這些測試中,初始漏極電流均為0 A。


?漏源電壓的快速下降會導(dǎo)致DESAT輸入電壓反轉(zhuǎn)。它源于先前在D1和D2高壓二極管中累積的反向偏置電荷。如NCD57000應(yīng)用手冊AND9949所述,上述仿真模型中的D3二極管限制了該反向電壓。


?DESAT充電電流源在前沿消隱時間(~450 ns)之后導(dǎo)通。在導(dǎo)通后的這段時間消逝前,DESAT保護實際上是無效的。


?26.1 A的漏極電流應(yīng)該與16.2kΩDESAT電阻相關(guān),大約在DESAT前沿消隱時間結(jié)束時達到(此處只是巧合)。請注意,即使消隱時間結(jié)束前已經(jīng)達到漏極電流靜態(tài)閾值,柵極驅(qū)動器也不會做出反應(yīng)。


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圖15  DAB級副邊副邊DESAT保護激活期間的各參數(shù)波形變化


?DESAT充電電流源(0.5mA)對DESAT電容進行充電——DESAT引腳電壓開始上升。


?一段時間后,DESAT電壓在仿真時間約為3.6 μs時超過9.0 V標稱閾值電平。同時,由于漏極影響,在55 A/μs的電流變化下,漏極電流將達到85.5 A。請注意,柵極驅(qū)動器仍然沒有反應(yīng)。


?即使達到了DESAT閾值,還需要經(jīng)過額外的320 ns濾波/消隱時間,漏極電流以恒定斜率進一步上升。


?最后,在104 A的漏極電流下,柵極驅(qū)動器在DESAT濾波時間后激活所謂的軟關(guān)斷過程,此時將柵極吸收吸收電流限制在大約70 mA。其目的是限制漏極di/dt,以使電源路徑寄生電感上的漏極-源極過電壓不會損壞MOSFET。在測量波形中,可以明顯看到漏極-源極電壓轉(zhuǎn)換速度也低很多。


?如圖所示,柵極吸收吸收電流降低意味著在給定條件下,當漏極-源極電壓上升時,在下一個3.1 μs后首先出現(xiàn)柵極閾值電壓電平。但漏極電流仍然高速增加并達到252 A。


?再過約0.7 μs后,驅(qū)動器完成軟關(guān)斷過程,電流達到277.8 A,與 Rdesat電阻值無關(guān)。


請注意,上圖中的藍線為漏極電流,盡管它是L1(圖14)電感電流。將其納入圖表是為了與樣機測試保持一致。直接測量漏極電流幾乎是不可能或不切實際的,因為它會改變電源模塊的電源進出路徑。相反,測量電源模塊開關(guān)節(jié)點的電流可以非??焖俚赝瓿伞?/p>


從結(jié)果來看,很明顯,DESAT保護在其給定設(shè)計狀態(tài)下可能不會提供實際的過流保護。很可能會達到并超過342 A的最大功率模塊漏極脈沖電流,尤其是在DC-Link電壓為800 V及以上的副邊。


這意味著需要進行一些調(diào)整來解決這個問題——可以應(yīng)用不同的方法。調(diào)整應(yīng)盡量簡單,從仿真和測量波形來看,在軟關(guān)斷過程中將柵極吸收電流從70 mA(最大值)適當增加一點可能是有益的,尤其是當?shù)谝浑A段至柵極-源極平坦區(qū)域短路時。如上所述,漏極電流增加了約150 A,這基本達到了大部分的最大電流水平。


必須記住,DESAT仍應(yīng)采用軟關(guān)斷,并且當DESAT保護未激活時,附加電路不應(yīng)影響工作。


此外,這里的電路仿真是建設(shè)性的。最終,我們仿真了各種選項,并重新設(shè)計了柵極驅(qū)動電路,將一個PNP晶體管Q1 NSS60600添加到吸收電流通道。如下面的仿真電路圖所示,這是權(quán)衡軟關(guān)斷速度和最大漏極-源極電壓之后做出的折衷選擇。


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圖16  NCD57000柵極驅(qū)動電路的SPICE仿真,添加了Q1 PNP晶體管


我們對原型板進行了相應(yīng)修改,并重復(fù)進行上述測試,隨后微調(diào)了Rdesat的值,以使DESAT保護不會過早介入。針對原邊A低壓側(cè)開關(guān)捕獲到以下波形:


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圖17  原邊低壓側(cè)SiC的DAB DESAT閾值測量

Rdesat 13.8 kΩ和添加的Q1 PNP晶體管


如圖所示,在原邊的800 V下,最大漏極電流達到150 A,而之前測試結(jié)果為248 A。此外,400 V和800 V時的最大漏極電流之間的差異也沒有以前那么大。正如預(yù)期,最大漏極-源極電壓增加,但測得的890 V(最大值)仍然在1200 V電源模塊額定值范圍內(nèi)。此外,圖18中的副邊測試現(xiàn)在是安全可行的;即使測得的di/dt斜率超過60 A/μs,在800 V下測的與上述相同的副邊開關(guān)達到的最大漏極電流仍低于200 A。在經(jīng)過上述修改的兩塊板上測得的最大漏極電流不超過210 A。最大漏極-源極電壓低于1020 V。我們發(fā)現(xiàn)并證明該解決方案足以滿足DAB DC-DC應(yīng)用要求,在常規(guī)操作和測試期間未發(fā)現(xiàn)任何性能損失。


請注意,所有測試在室溫下進行;在商用產(chǎn)品開發(fā)中,對于在設(shè)計階段根據(jù)產(chǎn)品要求評估整個溫度工作范圍來說,DESAT動作電流閾值至關(guān)重要。


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圖18  副邊低壓側(cè)SiC的DAB DESAT閾值測量

Rdesat 13.862 kΩ和新增的Q1 PNP晶體管


PFC 級 PIM SiC 布局


SiC應(yīng)用通常工作在高dv/dt。在25 kW直流充電模塊設(shè)計中,我們把dv/dt控制在20 至40 V/ns范圍。要達到高電壓變化率并使設(shè)計保持低漏極過沖,需要使用合適的DC-Link電容和緩沖電容。為了使電流環(huán)路面積盡可能小,以達到低寄生電感水平的走線,需要優(yōu)化布局。


圖19所示為PIM SiC半橋模塊連接示意圖,其中柵極驅(qū)動導(dǎo)通電阻為4.7 Ω(R29和R37),關(guān)斷電阻3.3 Ω(R31 和 R39),并且DC-Link電容和緩沖電容連接至DC+ 和 DC- 軌。我們將250 nF Ceralink電容C24用作緩沖電容,DC-Link電容C25則選用75 μFF薄膜電容(Foil Capacitor)。


為了使PIM驅(qū)動回路靠近PIM模塊,我們在每個SiC PIM模塊上使用三個薄膜電容和一個Ceralink 電容。在圖19的示意圖中,我們使用了特定的PIM模塊;因此,PFC級的每相在PIM SiC模塊上都有緩沖電容和薄膜電容。圖19 中的這種電容連接方法有助于在SiC MOSFET和緩沖/DC-Link電容 LP+ 和 LP? 之間保持低寄生電感,這有助于減少快速開關(guān)的SiC MOSFET的漏極電壓振鈴。


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圖19  SiC半橋PIM模塊示意圖,帶緩沖電容和DC-Link電容,并突出顯示了正負電源軌的寄生電感,從高dV/dt開關(guān)角度考慮低寄生電感至關(guān)重要


25 kW PFC級PCB布局如圖20所示,藍色部分表示從三相交流通過PFC電感和SiC PIM模塊到直流輸出800 V的主電源路徑。從SiC應(yīng)用角度來看,正負軌之間每個SiC PIM模塊(PIM A、PIM B 和 PIM C)的緩沖電容和DC-Link電容的PCB布局尤為重要。該布局必須在開發(fā)初期的PCB Layout階段就已完成。


藍色方塊突出顯示了電容Cfilm和CCERALINK。PCB上這樣的電容布局可使高頻電流回路靠近特定的SiC PIM模塊。此原理圖連接和PCB布局可確保每個PIM模塊在正負DC-Link軌之間的電流環(huán)路較短,從而消除了漏極電壓振鈴的PCB寄生電感效應(yīng),這在具有高dv/dt 的SiC MOSFET應(yīng)用中至關(guān)重要。


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圖20  25 kW PFC級PCB布局

藍色方塊突出顯示靠近每個SiC PIM模塊的緩沖電容和DC-Link電容的布局


在10 kW功率水平進行測量時,我們測量了每個SiC PIM模塊的漏極-源極開關(guān)波形,以驗證開關(guān)性能是否較佳并評估漏極電壓振鈴。圖21所示為SiC PIM C實測波形;SiC MOSFET的dv/dt測量結(jié)果在28 到32 V/ns的范圍內(nèi),此值不包括振鈴信號的轉(zhuǎn)換速率。


圖21中SiC PIM C實測波形呈現(xiàn)嚴重的漏極電壓振鈴;如箭頭突出顯示,峰值漏極電壓達到960 V,從電容降額和SiC MOSFET的角度來看,這是不可接受的。這種振鈴?fù)ǔR矔MI性能產(chǎn)生負面影響。


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圖21  10 kW輸出功率下SiC PIM C模塊的漏極-源極開關(guān)的實測波形


我們通過分析SiC PIM C模塊的PCB布局來確定振鈴的可能來源,基本上是由緩沖電容和SiC晶體管漏極之間的高寄生電感引起的。我們看到PCB走線會產(chǎn)生額外的寄生電感Lp,其中并未像PIMA和PIMB SiC模塊那樣使用Ceralink緩沖和薄膜DC-Link電容從另一側(cè)端接(如圖20所示,靠近PIMC模塊)。PCB走線長度似乎可以忽略不計,但在這里我們可以看到SiC MOSFET應(yīng)用的一個經(jīng)典示例,說明PCB布局的重要性。


為了抑制漏極電壓振鈴,我們在PIM C SiC模塊附近添加了一個 100 nF高壓陶瓷電容,如圖20所示。我們在相同條件下再次測量了PIM C模塊的開關(guān)波形,以了解添加100 nF陶瓷緩沖的影響。圖 21顯示了抑制振鈴的實測開關(guān)波形?,F(xiàn)在,開關(guān)波形可接受了,同時圖21中160 V左右的漏極電壓過沖值也減少到約25 V 。


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圖22  10 kW 輸出功率下SiC PIM C模塊的漏極-源極開關(guān)實測波形,在PIM C模塊附近添加了100 nF高壓緩沖電容


如此一來,我們可以認為振鈴問題已經(jīng)解決。下一個重要步驟是評估緩沖器溫度以及是否會發(fā)生過熱,因為緩沖器溫度高會降低電容的使用壽命。嘗試在AND90103中描述的內(nèi)部帶有緩沖電路的SiC PIM模塊,或者對緩沖電路進行重新設(shè)計(如RC緩沖電路),這樣就可以通過減少功耗來降低緩沖電容的溫度。另一種選擇是更改PCB布局,通常用于降低漏極電壓振鈴。


圖23我們可以看到在26.5 kW輸出功率下運行1.5 小時后,25 kW PFC級PCB布局底部的紅外攝像頭照片。Sp5是添加的100 nF陶瓷緩沖電容的溫度。為便于比較PCB紅外圖片與PCB視圖,圖23與圖20以相同的視角顯示。添加的陶瓷緩沖電容的溫度達到 91.9 °C,有些太高了;因此,設(shè)計人員必須使用上述選項重新設(shè)計電路。


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圖23  在26.5 kW輸出功率下運行1.5小時后,25 kW PFC級PCB布局底部的紅外攝像頭視圖。Sp5是添加的100 nF陶瓷緩沖電容的溫度。


下圖所示對PFC原型進行PCB布局修改將全面降低圖23中的PCB走線溫度(sp1、sp2 和 sp3)。為了估計需要對PCB進行哪些更改,我們重新制作了一個樣機,并通過增加銅線來加寬溫度最高的走線。圖24是一個重新制作的樣機示例。左圖為未重新制作的800V DC輸出走線,右圖則是同一視角,但采用了2 x 2.5 mm2導(dǎo)線以加固走線;可以看到這部分走線的溫度下降了43 °C。


就測試結(jié)果而言,我們可以采用更粗的銅線,但設(shè)計人員必須牢記最終產(chǎn)品的可制造性和隔離要求。因此,在制造中必須有選擇地考慮方案。另一種選擇是添加隔離SMT母線條來加固PCB走線。


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圖24  25 kW PFC級PCB布局

左:最大輸出功率為26.5 kW時的800 V DC輸出走線

右:同一視角,但采用了2 x 2.5 mm2導(dǎo)線以加固走線


控制設(shè)計


該快速充電器在PFC和DAB中具有多個閉環(huán)控制器。我們將以DAB為例分享我們對控制器增益設(shè)計的考慮;圖25顯示了其控制結(jié)構(gòu)的概覽。


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圖25  DAB控制框圖


有四個PI控制器會影響DAB輸出。其中兩個將變壓器兩端的平均電流控制為零,防止直流電流積聚——這是防止變壓器飽和所必需的。與這兩者并行的是輸出電流控制,它可以改變原邊和副邊之間的相移,以實現(xiàn)所需的輸出電流。最后,電壓控制器疊加在電流控制器上,改變電流以實現(xiàn)預(yù)期電壓。然而,其輸出受限,允許 DAB利用所需的CC/CV特性對輸出進行充電。


所有這些控制環(huán)路都會影響DAB輸出,因此會相互振蕩并導(dǎo)致不穩(wěn)定。然而,通過選擇增益以產(chǎn)生明顯不同的動態(tài)特性,可以將這些閉環(huán)相互去耦,從而簡化其設(shè)計。在圖26中,這些環(huán)路的頻率響應(yīng)突出顯示了這種去耦。


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圖26  DAB閉環(huán)的頻率響應(yīng)


原邊磁通補償、輸出電流控制和輸出電壓控制的-3 dB頻率分別為 7.5 kHz、1 kHz 和 100 Hz左右——這種明顯差異使得三個控制環(huán)路各自具有獨立的表征。最快的磁通補償設(shè)置可確保DAB始終在變壓器不飽和條件下運行。電流環(huán)路比電壓環(huán)路快一個數(shù)量級,這很有必要,因為內(nèi)部(電流)環(huán)路必需比外部(電壓)環(huán)路快。可以通過仿真模擬這種設(shè)計方法對系統(tǒng)輸出的影響。圖27顯示了該仿真的結(jié)果。


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圖27  DAB啟動(階躍響應(yīng))仿真結(jié)果


圖28顯示在其輸出電容中剩余電壓約為180 V時,轉(zhuǎn)換器啟動。目標電壓為300 V,電流限值為10 A。輸出側(cè)沒有負載。該控制機制不具備磁控軟啟動功能,導(dǎo)致在運行開始時通過變壓器兩端的直流電流較大——通過磁通補償可將其快速控制為零。電流控制要慢一個數(shù)量級,可以看到在4 ms后達到了某種程度的穩(wěn)定狀態(tài)。


電壓環(huán)路則再慢一個數(shù)量級,它在15到20 ms后達到穩(wěn)定狀態(tài)。該仿真顯示在DAB工作時不存在任何不穩(wěn)定狀態(tài)。然而,必須通過測量相同的工作點確認動態(tài)響應(yīng)與仿真結(jié)果類似。下圖顯示了該測量結(jié)果。


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圖28  DAB啟動(階躍響應(yīng))測量結(jié)果


仿真和測量結(jié)果顯示輸出電壓穩(wěn)定并為DC-Link電容成功充電。此外,它們的動態(tài)行為非常相似,不僅驗證了仿真模型,也證實在轉(zhuǎn)換器控制開發(fā)過程中采用的模型基礎(chǔ)設(shè)計方法有效。


環(huán)回測試


不建議在應(yīng)用中測試大功率電力電子設(shè)備。使用快速充電器從電網(wǎng)為高壓電池充電時,應(yīng)確保能夠安全運行。因此需要一個專用測試環(huán)境來進行快速充電器的集成測試和調(diào)試。除了測量設(shè)備和安全設(shè)備外,還需要大功率電源(交流和直流)和負載。這些設(shè)備可能相當龐大且昂貴。然而,可以通過轉(zhuǎn)換器并行操作來規(guī)避這些問題,如圖29所示。


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圖29  環(huán)回測試框圖


兩個PFC連接到同一個交流電源,它們各自的直流輸出連接到DAB的輸入和輸出。高頻濾波器將功率轉(zhuǎn)換器上產(chǎn)生的開關(guān)噪聲相互隔離。PFC1控制其輸出電壓,從而控制DAB的輸入電壓,而 PFC2控制其輸出電壓,即DAB的輸出電壓。DAB在CC模式下運行會導(dǎo)致能量流過所有三個轉(zhuǎn)換器。


該圖顯示了DAB正輸出電流方向。大部分能量在紅色箭頭所示的圓圈內(nèi)流動。交流電源只需提供由回路內(nèi)所有元件產(chǎn)生的損耗——比25 kW時1.5 kW損耗的循環(huán)功率要低一個數(shù)量級——這樣僅使用交流電源就可以進行高功率測試,對輸出功率的要求顯著降低。圖30顯示了這種測量方法的設(shè)計。


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圖30  安森美實驗室的環(huán)回測試設(shè)置


DAB必需提供隔離,因為PFC會在其DC-Link上引起共模電壓。通過開啟所有高壓側(cè)或低壓側(cè)開關(guān),在每個開關(guān)頻率下將零矢量應(yīng)用于交流輸出。將兩個PFC連接到相同的直流端和交流端,會在零矢量期間導(dǎo)致無用電流流動。想象一下在所有上橋臂開關(guān)開啟時對一個PFC應(yīng)用零矢量,而另一個PFC則完全相反。圖31所示為簡化框圖。


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圖31  未提供電隔離時零矢量期間的電流路徑


兩個PFC在同一DC-Link上的耦合構(gòu)成了電容上的一條閉合回路(如圖31紅色部分所示)。在零矢量期間,該回路會在電網(wǎng)側(cè)電感兩端施加電壓,從而影響PFC正常工作,同時導(dǎo)致不受控制的電流。


來源:Onsemi



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