【導(dǎo)讀】本文將繼續(xù)探討如何為 PoE-bt 應(yīng)用設(shè)計(jì)有源鉗位正激控制器。在本系列文章的上篇中，我們介紹了PoE 應(yīng)用，以及正激變換器拓?fù)浜陀性淬Q位電路的基礎(chǔ)知識(shí)。本文將側(cè)重PoE-bt 應(yīng)用的副邊同步整流 MOSFET、副邊尖峰吸收電路及其效率驗(yàn)證過(guò)程。
同步整流
正激電路的副邊通常需要兩個(gè)續(xù)流二極管，用于勵(lì)磁電感和輸出電感。在大電流輸出下的續(xù)流過(guò)程中，這些二極管會(huì)導(dǎo)致相當(dāng)大的損耗。因此，常用MOSFET 晶體管代替二極管以提高效率。正激變換器的原邊主開(kāi)關(guān)對(duì)應(yīng)于勵(lì)磁電感和輸出電感的續(xù)流過(guò)程。因此，副邊變壓器的開(kāi)關(guān)電壓可以驅(qū)動(dòng)副邊同步整流 (SR) MOSFET。
續(xù)流 MOSFET 的柵源電壓 (VGS) 由 SR MOSFET 的漏源電壓 (VDS) 整流。 當(dāng)勵(lì)磁電感和輸出電感電流都較低時(shí)，輸出電壓通過(guò)變壓器導(dǎo)通整流MOSFET。 然后副邊以強(qiáng)制連續(xù)導(dǎo)通模式 (FCCM) 工作，這導(dǎo)致了比傳統(tǒng)二極管整流拓?fù)涓叩目蛰d損耗。
當(dāng)輸出電壓較高時(shí)，三極管穩(wěn)壓電路會(huì)保護(hù)副邊 MOSFET 的 VGS 不會(huì)過(guò)高（見(jiàn)圖 1）。同時(shí)，對(duì)于連接到發(fā)射極的 MOSFET 柵極，其驅(qū)動(dòng)電壓跟隨晶體管基極電壓的任何變化。這樣，晶體管的集電極端子就可以從變壓器或輸出電壓中獲取電力。
圖1: 三極管穩(wěn)壓電路
MOSFET 晶體管驅(qū)動(dòng)電路會(huì)導(dǎo)致額外的損耗。MOSFET晶體管驅(qū)動(dòng)的鉗位電壓與輸出電壓之間的差值越大，驅(qū)動(dòng)電路損耗就越大。也因此正激拓?fù)浞浅＿m合低電壓和大電流應(yīng)用。
副邊峰值吸收電路
當(dāng)副邊整流MOSFET（QR）關(guān)斷，且副邊續(xù)流MOSFET（QF）開(kāi)路時(shí)，可能存在變壓器漏感。 而漏感會(huì)影響 QR 漏源電容 (CDS)，并在 VDS上疊加振鈴。高振鈴尖峰將影響正激變換器的效率。傳統(tǒng)的 RC 吸收電路可以抑制 QR上的VDS振鈴，但也會(huì)導(dǎo)致相對(duì)較大的功率損耗。
建議使用 RCD 吸收電路來(lái)降低功率損耗（見(jiàn)圖 8）。當(dāng) QR 啟動(dòng)時(shí)，漏感能量可以通過(guò)二極管 (D) 存儲(chǔ)在電容器 (C) 中。當(dāng) QR 關(guān)斷時(shí)，電容器中儲(chǔ)存的能量可以通過(guò)電阻器 (R) 轉(zhuǎn)移到輸出電容器和負(fù)載上。電容器容值越大，振鈴幅度越?。煌瑫r(shí)，電阻器阻值越大，功率損耗和振鈴幅度也越小。
圖8: RCD吸收電路
圖 9 顯示出，添加肖特基二極管 (D) 后，振鈴峰值下降了 20%。在這種情況下，電容器 (C) 可設(shè)置為 2.2nF，電阻器 (R) 可設(shè)置為 20kΩ。
圖 9：添加肖特基二極管前后的振鈴周期
效率驗(yàn)證
為了驗(yàn)證正激變換器的設(shè)計(jì)，我們比較了輸出電壓為 5V/3.3V時(shí)，在不同功率電平下的正激和反激拓?fù)?。在有源鉗位正激拓?fù)渲校捎谥鏖_(kāi)關(guān)啟動(dòng)和輔助開(kāi)關(guān)啟動(dòng)之間有延遲時(shí)間，因此輔助開(kāi)關(guān)可以實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)關(guān) (ZVS)。但要注意，ZVS 可能會(huì)因主開(kāi)關(guān)而變得復(fù)雜。
輔助開(kāi)關(guān)和整流MOSFET在開(kāi)關(guān)之前是導(dǎo)通的。當(dāng)輔助開(kāi)關(guān)關(guān)斷時(shí)，會(huì)發(fā)生以下情況：
?流過(guò)主開(kāi)關(guān)的電流下降
?整流 MOSFET 的電壓下降
?續(xù)流 MOSFET 的電壓下降
?DS電容下降
?主開(kāi)關(guān)的VDS開(kāi)始下降
電感電流仍然可以流過(guò)整流 MOSFET 的體二極管，它將變壓器兩端的電壓鉗位在較低的幅度，并防止主開(kāi)關(guān)的 VDS 進(jìn)一步下降。當(dāng)主MOSFET 導(dǎo)通時(shí)，其 VDS 幾乎等于輸入電壓，這將導(dǎo)致啟動(dòng)損耗。
計(jì)算并分析輸出為3.3V/50W時(shí)的功率損耗，可知輔助開(kāi)關(guān)為零電壓開(kāi)關(guān)（ZVS），勵(lì)磁電流較小，因此功耗較低。 主開(kāi)關(guān)損耗主要包括部分啟動(dòng)損耗和導(dǎo)通損耗，變壓器損耗包括磁損耗和銅損，副邊整流MOSFET損耗包括開(kāi)關(guān)損耗、導(dǎo)通損耗和振蕩引起的二極管損耗，輸出電感損耗則包括磁損耗和銅損。
圖 10 顯示了范例的效率曲線。隨著輸出功率的增加，由于 PoE 應(yīng)用對(duì)散熱管理的改善，在較高輸出功率水平下，正激變換器的效率通常比反激變換器更佳。
圖10: 效率曲線
結(jié)論
本文回顧了如何利用MOSFET 晶體管和 RCD 吸收電路提高有源鉗位正激變換器的效率，同時(shí)驗(yàn)證了這些理論?？傮w而言，采用有源鉗位正激變換器的PoE 解決方案能夠提供更高的效率，并克服RCD 鉗位電路的缺點(diǎn)，從而進(jìn)一步優(yōu)化PoE-bt 應(yīng)用的功能。
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