【導讀】功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步，最大化地從電源汲取實際功率。 在完美的 PFC 電路中，輸入電壓與電流之間為純電阻關系，無任何輸入電流諧波。 目前，升壓拓撲是 PFC 最常見的拓撲。在效率和功率密度的表現上，必須要走向無橋型，才能進一步減少器件使用，減少功率器件數量與導通路徑上的損耗。 在其中，圖騰柱功率因素校正電路（totem-pole PFC）已證明為成功的拓撲結構，其控制法亦趨于成熟。
1.前言
功率因素校正為將電源的輸入電流塑形為正弦波并與電源電壓同步，最大化地從電源汲取實際功率。 在完美的 PFC 電路中，輸入電壓與電流之間為純電阻關系，無任何輸入電流諧波。 目前，升壓拓撲是 PFC 最常見的拓撲。在效率和功率密度的表現上，必須要走向無橋型，才能進一步減少器件使用，減少功率器件數量與導通路徑上的損耗。 在其中，圖騰柱功率因素校正電路（totem-pole PFC）已證明為成功的拓撲結構，其控制法亦趨于成熟。
一般而言，超級結MOSFET（Super junction MOSFET）在圖騰柱的應用，尤其是針對連續(xù)導通模式，效能將會大打折扣。原因是在控制能量的高頻橋臂在切換過程中產生的硬切損耗與寄生二極管的反向恢復損耗。為克服此應用問題，目前在市面上采用的對策多為采用寬禁帶半導體。
為了實現在圖騰柱PFC使用常見的開關器件，本文介紹預充電電路的解決方案。 相較采用寬禁帶半導體，此方案的功率半導體器件較普遍且容易取得，提供給使用者做為設計參考。
2.基本工作原理
在介紹新方法之前，首先介紹超級結半導體開關切換瞬時特性。因為半導體設計趨勢仍在降低開關損耗以提升產品功率密度，即降低在開關切換過程中V-I 交越的損耗，常見半導體廠商的做法為將開關等效輸出電容（Coss）特性設計為非線性曲線：在低壓時，Coss值較大，隨著電壓提升，在接近于中壓時電容值急劇降低，如下圖左Coss特性曲線（本文皆以英飛凌CoolMOS為范例），如此可減少V-I交越的損耗面積。 隨著制程技術演進，Coss變化曲線變壓更為急劇，這在新老代的MOSFET可明顯比較出性能差異。如下圖右為比較新老代MOSFET的Coss特性與開關損耗的差異。
圖1：Coss曲線和開關損耗比較
針對半橋的應用，兩顆特性相同MOSFET 橋接后的出電容特性如下圖2。 在半橋應用普遍重視零電壓切換，因為MOSFET總輸出電容的儲能損耗(Qoss)與反向恢復特性（Qrr）將大幅增加半橋架構在硬切換時的損耗。在半橋中如圖所示的等效輸出電容最大值則發(fā)生在任一臂開關為0V的狀態(tài)，隨著任一橋臂電壓提升至20~30V左右，等效輸出容值則急劇降低，此特性將用于接下來將介紹的補償電路。
圖2：半橋CoolMOS Coss電壓變化曲線
下圖3為預充電電路 的范例。在該拓樸中，二極管模式開關的硬換向發(fā)生于每個開關切換周期。在有的半橋結構中，考慮在電感中累積的能量，在Q1關閉之后Q2通常會工作在軟開關（Soft Switching）狀態(tài)。然而，當Q2關斷時，由于電感電流連續(xù)的特性，使得此電流流過其本體二極管。 當Q1導通時，則會發(fā)生Q2體二極管電流的硬換向。
圖3：針對圖騰柱架構高頻半橋預充電動作示意圖
通過加入的預充電電路，在二極管模式下工作的MOSFET便可以在通道開啟前預充至特定的電壓，例如24V。 如此便可大幅的降低 Qoss及Qrr相關的損耗。 因此可以大幅提高CoolMOS在CCM Totem Pole PFC的整體性能。
建議的預充電解決方案需要為半橋中的每個功率開關器件配備額外的器件：高壓肖特基二極管（圖中的D1和D2）和一個低壓的MOSFET（圖中的Q3和Q4）。另外還需要兩個電壓源來驅動半橋和低壓MOSFET（13V）以及MOSFET漏-源端電壓（24V）。 此外，驅動器輸入端包含的Rx-Cx和Ry-Cy濾波器為PWM信號設定正確的時序，不需額外的控制信號。
圖4：圖騰柱架構預充電電路時序控制圖
主要波形如圖4所示。在t0之前的狀態(tài)下，電感器通過Q1充電，一旦Q1關閉，電感電流就會流過Q2，首先通過其本體二極管，然后在Q2開啟后流過器件通道。 因此，在Totem pole PFC中，Q2開啟時工作在零電壓（ZVS）開關。 在t0時，PWM A 信號置低，經過一定的延遲時間后（Ry與Cy的延遲） ，Q2的柵源極電壓信號（VGS）也在t1置低。 在半橋的死區(qū)（Dead time）時間內（t1到t2），電感電流通過Q2的體二極管續(xù)流。在t2之前，Q2的VDS被鉗位到地并且所有自舉電容器（CHS_P除外）都被驅動電壓和24V電壓充電（圖五a與b）。 然后在死區(qū)時間（Dead Time）后，PWM B 置高，通過Cx、Rx 產生Q4的短暫柵極電壓。因此，預充電的Q4會在t2開啟（圖五c），預充電電流流經Q4到D2到Q2的網絡中，這種預充電流的的幅度必須高于流經Q2體二極管的續(xù)流電流。 在預充電流結束時（t3），Q2的漏-源極電壓被預充電至24V。
如圖4所示，預充電電流波形有兩個峰值脈沖：第一個在t2和t3之間，與Q2的Coss有關。 第二個在t3和t4之間幅度較小，是由預充電回路的雜散電感諧振形成。 Q1被延遲到t4 開啟，此時Q2的Coss已經被24V所耗盡了。如圖五d所示，當Q1導通時，用于Q3的自舉電容從Q1的自舉電容充電。從圖四可以看出，在Q1或Q2開啟時，預充電的Q4 或Q3都尚未關閉，如此為保證Q1或Q2開啟瞬間的低損耗。如果此脈沖過短，則Q2在開啟瞬間發(fā)生硬換向的可能性很高。 如果其在多個連續(xù)事件期間發(fā)生，則會產生破壞性的結果。
當PWM B信號置低時，與之前類似，Q1會延遲到t5才關閉（Ry與Cy的延時）。在通道關閉后，Q1的Coss會充電到400V 而Q2的Coss將放電到0V，從而使Q2產生零電壓開關（ZVS）。PFC 應用中的開關到二極管切換就是這種情況。在這種情況下，高壓側開關（CHS_DP到Q3到D1）的預充電電路不會對基于MOSFET的半橋電路工作造成任何影響。
當負載或電感電流足夠高時，會使Coss充分被充放電，進而達到零電壓開關（ZVS）的目的。但是，如果電感電流不足以對半橋等效的Coss進行充放電時，則會發(fā)生硬開關。可以參考圖4中t5后的虛線。在這種狀況下，施加到Q3的脈沖電壓通過D1將Q1的Coss充電至24V。一旦Q2導通，其漏源極電壓將再次下降到接近于零，實現比較平滑的開關到寄生二極管的切換。
圖5：預充電電路增加預充電電路的硬換向瞬態(tài)工作示意圖
3.測試結果
本章節(jié)展示了3300W無橋CCM Totem pole PFC評估板的規(guī)格與性能。此評估板實現了本文中介紹的預充電電路并使用600 V CoolMOS CFD7來實現CCM Totem pole PFC，其寄生二極管特性為低反向恢復電荷，在極端條件下硬開關不易損壞。 如圖六為完整電路圖，高頻部分并聯使用CoolMOS IPT60R090CFD7，預充電電路使用BSZ440N10S3。
圖7 為評估板穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下的性能和規(guī)格。轉換器工作在65kHz開關頻率，僅適用于高壓單電壓輸入。 最低交流輸入電壓為176Vac rms。
圖6：評估板電路圖
圖7：性能規(guī)格表
下圖為穩(wěn)態(tài)效率實測結果，顯示了在不同交流電壓下的效率測量值，此測量結果包含控制器及風扇的基本損耗（6W aux power）。
圖8：穩(wěn)態(tài)效率測試結果
下圖為Totem Pole PFC 的主要工作波型，其中還包含了預充電電路的波形。 由波形可見預充電電流只出現在相應的交流周期中，對相反的交流周期沒有影響。
圖9：穩(wěn)態(tài)輸入電壓、電感電流與預充電電流波形
圖10和圖11分別顯示了0A 和23A電感電流的漏-源電壓波形（滿載穩(wěn)態(tài)操作下），包含必要的預充電電流波形。 測量的波形與上一章節(jié)所示的電壓電流預充電波形（圖四）吻合。
圖10: 空載的預充電電流瞬時波形
圖11：滿載的預充電電流瞬時波形
4.結論
本文介紹了以MOSFET實現無橋連續(xù)導通模式圖騰柱PFC的解決方案，該方案在1U的外型尺寸和80W/inch3的功率密度下實現了99%的峰值效率。此評估版采用英飛凌600V CoolMOS CFD7系列MOSFET和預充電電路。 該預充電電路通過低壓電壓源提供電荷降低Qoss 和Qrr的損耗，在前文已介紹預充電的工作原理供讀者知悉。CoolMOS CFD7和預充電電路的組合，以及為低頻橋臂選用的CoolMOS? S7，以高性價比電路展現高性能效率水平。 此外，盡管預充電電路增加了半導體器件數量，但輔助電路皆可使用貼片型封裝，因此可以實現高功率密度的電源設計。
5.參考文獻
1. Evaluation board EVAL_3K3W_TP_PFC_SIC
2. Design guide MOSFET CoolMOS? C7 600V
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