【導(dǎo)讀】反激式轉(zhuǎn)換器工作于電壓模式控制(VM)的頻率響應(yīng)和在連續(xù)導(dǎo)電模式(CCM)下的驅(qū)動(dòng)是次級(jí)命令系統(tǒng)。如果大多分析預(yù)示傳遞函數(shù)的品質(zhì)因數(shù)只受各種損耗(歐姆路徑、磁損耗、恢復(fù)時(shí)間相關(guān)損耗等)影響，那么由漏電感帶來的阻尼效應(yīng)非常小。但瞬態(tài)仿真預(yù)示輸出阻尼隨漏電感增加而振蕩。由于現(xiàn)有文獻(xiàn)中的公式?jīng)]有反映出這影響，有必要采用新的模型，本文將作說明。
反激式轉(zhuǎn)換器在CCM
一個(gè)理想的CCM反激式轉(zhuǎn)換器在兩個(gè)工作周期傳輸功率：
1）導(dǎo)通時(shí)間ton，在此期間初級(jí)端電源開關(guān)SW關(guān)閉，能量聚集在變壓器初級(jí)電感Lp
2)在關(guān)斷時(shí)間toff期間，開關(guān)打開，能量通過二極管D傳遞至次級(jí)端。然而，在檢查原型波形時(shí)，可分辨出比基本解釋描述更多的情況。圖1顯示一個(gè)采用變壓器的典型的轉(zhuǎn)換器受到漏電感l(wèi)leak的影響。當(dāng)電源開關(guān)關(guān)閉，在變壓器初級(jí)電感Lp施加輸入電壓，開關(guān)歐姆損耗忽略不計(jì)。仔細(xì)看這原理圖，這并不是精確的Vin，因?yàn)長p和lleak分去了一部分電壓。因而此時(shí)Lp的電壓是
(1)
圖1：反激式轉(zhuǎn)換器工作狀態(tài)顯示當(dāng)電源開關(guān)打開時(shí)，能量儲(chǔ)存在初級(jí)端，隨后能量在次級(jí)端循環(huán)
在ton期間并考慮到耦合點(diǎn)，次級(jí)端二極管被阻斷。因?yàn)長p和lleak串聯(lián)，這些元件中的電流ip(t)循環(huán)增加，斜率為
(2)當(dāng)控制器指示開關(guān)打開，我們跳轉(zhuǎn)到圖(b)。此時(shí)感應(yīng)電流發(fā)現(xiàn)集于漏極節(jié)點(diǎn)的電容中的一條通路。寄生參數(shù)由漏極端的MOSFET自身的非線性電容Crss和Coss ，加上鉗位二極管的各種不同電容、變壓器繞組間電容和反射到初級(jí)的輸出二極管電容組成。所有這些元素集總為接地參考電容，定義為Clump。當(dāng)電流流過Clump，漏源電壓迅速增加。由于MOSFET的非線性電容，斜率是不恒定的。但我們可說這電壓的斜率近似為
(3)其中Ipeak是開關(guān)打開時(shí)的電流值。漏極電壓增加，直到Lp電壓反向。此時(shí)，如圖1c，次級(jí)二極管偏置但次級(jí)端還沒有電流流通。當(dāng)Lp和lleak都通電，產(chǎn)生電流到持續(xù)充電的集總電容。由于是串聯(lián)，Lp和lleak的電流相等，流過次級(jí)二極管的凈電流為0。D開始導(dǎo)通的漏極電壓為
(4)輸出電壓現(xiàn)在反激到Lp——因而稱為反激式轉(zhuǎn)換器——并產(chǎn)生向下的斜率為
(5)漏極節(jié)點(diǎn)繼續(xù)增加，直到達(dá)到輸入電壓加鉗位電平Vclp。此時(shí)鉗位二極管導(dǎo)通，如圖2a所示。當(dāng)漏極節(jié)點(diǎn)電壓保持在Vin + Vclp，漏電流不再流過Clump而僅為Vclp。集總電容的電荷吸收漏電感能量，現(xiàn)在Vclp中循環(huán)的電流略小于最初的峰值初級(jí)電流。
圖2：當(dāng)集總電容被充電到Vin + Vclp，鉗位二極管導(dǎo)通。
當(dāng)開關(guān)打開具有峰值電流Ip1 ，存儲(chǔ)在電路中的總能量為
(6)當(dāng)鉗位二極管開始導(dǎo)通，存儲(chǔ)在集總電容中的能量為
(7)此時(shí)，存儲(chǔ)在電路中的能量現(xiàn)包括集總電容：
(8)其中Ip2 是集總電容充電后的循環(huán)電流。式(6)中的能量數(shù)不變，只不過其中一部分已傳遞到Clump。因而，
(9)重新整理
(10)從這一表達(dá)式中解得Ip2 為
(11)假定下列值
那么從(11)得出電流約976 mA或比打開開關(guān)時(shí)最初的1 A峰值電流減小2.4%。請(qǐng)注意，Clump是個(gè)高度非線性項(xiàng)，特別是在打開開關(guān)時(shí)的低電壓點(diǎn)。如果（11）是個(gè)近似的理論公式，平臺(tái)實(shí)驗(yàn)證實(shí)當(dāng)二極管Dclp開始導(dǎo)通時(shí)在鉗位網(wǎng)絡(luò)中循環(huán)的電流更低。在漏極以額外的100-pF電容(1 kV用于離線應(yīng)用)增加電容，將進(jìn)一步減小電流。這額外的電容通過緩沖漏極電壓有利于剩余電流裝置(RCD)鉗位溫度和減小關(guān)斷損耗。通過降低節(jié)點(diǎn)的dV/dt，EMI也將得以改善。但添加這電容可能會(huì)限制高線性導(dǎo)通損耗預(yù)算，如果開關(guān)頻率很高。必須折中考慮。
在這點(diǎn)上，漏電感電壓是固定的(忽略紋波)：下部接線端保持在Vin + Vclp (忽略鉗位二極管下降)，而上部接線端為Vin +( Vout+Vf )/N。因而施加到漏電感的電壓為Vclp-( Vout+Vf )/N 。漏電感的復(fù)位時(shí)間在此開始。(11)式定義的電流下降，斜率為
(12)當(dāng)漏電感復(fù)位，次級(jí)端二極管電流id (t)以(12)式定義的斜率產(chǎn)生，但此時(shí)為正并按匝數(shù)比增加。當(dāng)漏電感完全耗盡，輸出二極管電流達(dá)到峰值(圖2b)。次級(jí)電流現(xiàn)在以(5)式定義的斜率減小。這下降斜率持續(xù)到開關(guān)再次打開。這是關(guān)斷時(shí)間說明toff。但輸出二極管電流不能立即返回到0。原因是需要時(shí)間激勵(lì)漏電感：其電流必須跳轉(zhuǎn)到初級(jí)電感仍然耦合到次級(jí)端。這是開關(guān)電流從0增加到谷底電流Iv的時(shí)間。當(dāng)ISW = Iv,，所有初級(jí)電流現(xiàn)流過電源開關(guān)，次級(jí)端二極管阻斷。從這些信息中可推斷出兩個(gè)重要要點(diǎn)：
1.當(dāng)開關(guān)打開時(shí)，次級(jí)端二極管保持導(dǎo)通一段時(shí)間t1。這是漏電流從0增加到谷底電流Iv的時(shí)間。由于輸出二極管在這較短的時(shí)間內(nèi)一直導(dǎo)通，Lp退磁：漏電感延長次級(jí)二極管導(dǎo)通時(shí)間 。雖然開關(guān)關(guān)閉，初級(jí)電感斜率在漏電感電流達(dá)到谷底電流和整體流向地面前不會(huì)發(fā)生變化：占空比D減少d1。
2.當(dāng)開關(guān)SW打開，次級(jí)二極管凈電流為0，所有初級(jí)電流通過漏電感充電Clump分流。當(dāng)漏電感復(fù)位，次級(jí)電流上升，并在復(fù)位完成時(shí)達(dá)到峰值：漏電感延遲次級(jí)電流產(chǎn)生的時(shí)間t2并影響其峰值。存儲(chǔ)在漏電感中的能量加上初級(jí)電感的額外能量在鉗位網(wǎng)絡(luò)中被消耗。
這一事件的特寫如圖3所示。如您所見，漏電感明顯延遲，并阻止次級(jí)電流立即達(dá)到峰值。而且，這峰值電流不是Ipeak/N ，而是如[1]所示為
(13)
圖3：當(dāng)漏電感被耗盡，次級(jí)端電流達(dá)到峰值。
更新Dc傳遞函數(shù)
現(xiàn)在我們對(duì)轉(zhuǎn)換過程有了更好的理解，我們來計(jì)算已描述的小的時(shí)間事件t1和t2。t1是激勵(lì)漏電感從0到谷底電流Iv所需的時(shí)間。當(dāng)SW關(guān)閉，施加到漏電感的電壓是反射輸出電壓(二極管D仍然導(dǎo)通)和輸入電壓Vin。忽略次級(jí)端二極管正向壓降Vf，因而時(shí)間t1定義為：
(14)如果我們規(guī)范化至開關(guān)周期，我們得到占空比d1為
(15)漏電感復(fù)位時(shí)間t2以類似方式確定。當(dāng)開關(guān)打開時(shí)(忽略集總電容充電時(shí)間)，自D開始導(dǎo)通，施加到漏電感的電壓是鉗位電平減反射電壓。因而我們有
(16)一旦規(guī)范化至開關(guān)周期，我們得出占空比d2為
(17)為確定轉(zhuǎn)換器輸出電壓的一個(gè)好的工具是電感電荷平衡法，規(guī)定電感L在穩(wěn)態(tài)時(shí)的平均電壓是0：
(18)初級(jí)電感電壓如圖4所示。為符合(18)，我們可寫以下等式
(19)在以上表達(dá)式中解得Vout并重新整理為
(20)簡化為
(21)這時(shí)漏電感為0。
圖4：初級(jí)電感穩(wěn)態(tài)時(shí)的平均電壓為0。
我們感興趣的觀察是有效的導(dǎo)通時(shí)間–在這期間，初級(jí)電感斜率為正–實(shí)際上是DTsw減少 。有效的占空比隨著漏電感增加而進(jìn)一步減小。施加到初級(jí)電感的電壓也不是Vin ，而是更小，如式(1)。
簡單的逐周期模型
為測試我們的計(jì)算和波形，我們已采集了一個(gè)簡單的反激式轉(zhuǎn)換器工作于40%的占空比，提供略高于60 W的功率。電氣圖如圖5所示。漏電感已設(shè)為50 μH，如果您考慮600 μH的初級(jí)電感，說明變壓器嚴(yán)重耦合(8.3%)。
圖5：這簡單模型仿真一個(gè)反激式轉(zhuǎn)換器并展示其基本波形。
圖6：這些波形顯示我們?cè)谏衔拿枋龅乃惺录?/div>
(22)
(23)
通過仿真，我們可提取以下工作點(diǎn)，其中Vclp是C2兩端的電壓：
Ip=1.77A
Iv=672mA
Vclp=528V
漏電感磁化時(shí)間如(14)所描述，測量為176 ns。采用65-kHz開關(guān)頻率，占空比d1為
(22)理論上，變壓器匝數(shù)比N為0.25，那么這反激式轉(zhuǎn)換器的輸出電壓如(21)所定義，等于20 V。如果我們用(20)，那么輸出電壓實(shí)際上應(yīng)等于
(23)仿真輸出電壓如圖7所示并確定該值。請(qǐng)注意，我們?cè)诜抡嬷惺褂玫亩O管的正向壓降為0 V。您可通過在二極管模型中設(shè)置擴(kuò)散參數(shù)N為10m得到這結(jié)果。
圖7：這些波形顯示我們?cè)谏衔拿枋龅乃惺录?/div>
(24)
(25)
(26)
(27)
(28)
如果知道漏電感復(fù)位時(shí)間，還可精確計(jì)算輸出電流。仿真提供的谷底電流為672 mA，而峰值電流為1.77 A。應(yīng)用(16)和考慮528 V鉗位電壓(圖5中 C2兩端的電壓)，漏電感復(fù)位時(shí)間為
(24)相對(duì)應(yīng)的占空比為
(25)我們還可預(yù)估在開關(guān)關(guān)閉后193 ns，漏電感復(fù)位時(shí)的次級(jí)峰值電流。應(yīng)用(13)，我們發(fā)現(xiàn)
(26)從圖3的低邊波形，我們現(xiàn)可通過計(jì)算構(gòu)成該曲線的各個(gè)不同領(lǐng)域確定在二極管和負(fù)載中循環(huán)的平均電流：
(27)導(dǎo)入數(shù)值，我們有
(28)這是由波形觀測儀給出的值，如圖8所示。
圖8：仿真次級(jí)端平均電流取決于峰值和各種小占空比d1和d2。
硬件驗(yàn)證
為證實(shí)我們的分析，我們已建立了簡單的固定占空比反激式轉(zhuǎn)換器，其漏電感已被人為地增長到初級(jí)電感的2.5%，通過增添一個(gè)外部電感。圖9顯示MOSFET漏極電壓和次級(jí)端二極管電流。正如預(yù)期，當(dāng)開關(guān)打開時(shí)，次級(jí)電流沒有立即增加。這是由漏電感退磁時(shí)間引起的延遲。在圖右側(cè)，您看二極管波形略微落后于急劇下降的漏極電壓。這是漏電感從0到谷底電流的磁化時(shí)間。圖10 的特寫證實(shí)了62 ns的導(dǎo)通時(shí)間。MOSFET的導(dǎo)通與下降的vDS (t)很好地同步，但Lp的磁化周期在62 ns后才真正開始。在這62 ns期間， Lp保持退磁，雖然MOSFET已導(dǎo)通。這現(xiàn)象在這里非常短暫，顯然可忽略不計(jì)。但您可清楚地觀察到延遲，這將獲得顯著更長的有源鉗位架構(gòu)。
圖9：采集的原型波形顯示次級(jí)端延遲，但小的次級(jí)二極管導(dǎo)通時(shí)間也延長。
圖10：下降沿的特寫顯示次級(jí)端二極管延遲62 ns
在圖11中，您可清楚地看到次級(jí)端電流延遲，但您也可計(jì)算漏電感復(fù)位時(shí)間。在此期間，在開關(guān)打開后，漏極電壓達(dá)到穩(wěn)定值。在本例中這時(shí)間持續(xù)217 ns。超調(diào)量相當(dāng)重要，并取決于鉗位二極管正向傳輸時(shí)間。必須在評(píng)估MOSFET 漏源擊穿電壓(BVDSS)的最余差量時(shí)考慮到。當(dāng)RCD二極管被堵塞，高頻振鈴涉及漏電感， Clump產(chǎn)生。阻尼這些振蕩有時(shí)是必要的，因?yàn)樗鼈兛蓢?yán)重輻射和影響EMI信號(hào)。確保涉及RCD鉗位的回路極短并靠近變壓器。將幾十歐姆的電阻與二極管串聯(lián)有助于阻尼這些振蕩。
圖11：觀察漏極電壓顯示所需的信息，特別是漏電感復(fù)位時(shí)間。
在這示波器截圖中，延遲持續(xù)很短的時(shí)間，因?yàn)槁╇姼醒杆購?fù)位。但在有源鉗位轉(zhuǎn)換器中，涉及l(fā)leak和Cclamp的諧振在關(guān)斷時(shí)發(fā)生，自然延長復(fù)位時(shí)間。這諧振在次級(jí)產(chǎn)生平滑斷續(xù)的波形，即使工作在CCM模式。
結(jié)論
這第一部分顯示反激式轉(zhuǎn)換器波形受到漏電感的影響。有效的占空比減少了激勵(lì)漏電感所需的時(shí)間，而初級(jí)電感退磁延長相同的時(shí)間。Dc轉(zhuǎn)換器功能受到影響，并得出新的表達(dá)式。這些事件在反激式轉(zhuǎn)換器中是微小的，難以想象與一個(gè)良好耦合的變壓器聯(lián)系在一起。但在有源鉗位轉(zhuǎn)換器中，這時(shí)間可能是顯著的。我們第二部分將重點(diǎn)討論由漏電感帶來的小信號(hào)效應(yīng)。
免責(zé)聲明：本文為轉(zhuǎn)載文章，轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息，版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問題，請(qǐng)聯(lián)系小編進(jìn)行處理。
推薦閱讀：
特別推薦
- 克服碳化硅制造挑戰(zhàn)，助力未來電力電子應(yīng)用
- 了解交流電壓的產(chǎn)生
- 單結(jié)晶體管符號(hào)和結(jié)構(gòu)
- 英飛凌推出用于汽車應(yīng)用識(shí)別和認(rèn)證的新型指紋傳感器IC
- Vishay推出負(fù)載電壓達(dá)100 V的業(yè)內(nèi)先進(jìn)的1 Form A固態(tài)繼電器
- 康佳特推出搭載AMD 銳龍嵌入式 8000系列的COM Express緊湊型模塊
- 村田推出3225尺寸車載PoC電感器LQW32FT_8H系列
技術(shù)文章更多>>
- “扒開”超級(jí)電容的“外衣”，看看超級(jí)電容“超級(jí)”在哪兒
- DigiKey 誠邀各位參會(huì)者蒞臨SPS 2024?展會(huì)參觀交流，體驗(yàn)最新自動(dòng)化產(chǎn)品
- 提前圍觀第104屆中國電子展高端元器件展區(qū)
- 高性能碳化硅隔離柵極驅(qū)動(dòng)器如何選型，一文告訴您
- 貿(mào)澤電子新品推薦：2024年第三季度推出將近7000個(gè)新物料
技術(shù)白皮書下載更多>>
- 車規(guī)與基于V2X的車輛協(xié)同主動(dòng)避撞技術(shù)展望
- 數(shù)字隔離助力新能源汽車安全隔離的新挑戰(zhàn)
- 汽車模塊拋負(fù)載的解決方案
- 車用連接器的安全創(chuàng)新應(yīng)用
- Melexis Actuators Business Unit
- Position / Current Sensors - Triaxis Hall
熱門搜索
濾波電感
濾波器
路由器設(shè)置
鋁電解電容
鋁殼電阻
邏輯IC
馬達(dá)控制
麥克風(fēng)
脈沖變壓器
鉚接設(shè)備
夢(mèng)想電子
模擬鎖相環(huán)
耐壓測試儀
逆變器
逆導(dǎo)可控硅
鎳鎘電池
鎳氫電池
紐扣電池
歐勝
耦合技術(shù)
排電阻
排母連接器
排針連接器
片狀電感
偏光片
偏轉(zhuǎn)線圈
頻率測量儀
頻率器件
頻譜測試儀
平板電腦
