1低成本

 

采用TI的C2000數(shù)字控制方案的典型結(jié)構(gòu)如圖 1所示：電流/電壓放大器對(duì)電池充放電的電流/電壓進(jìn)行采樣，通過模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)并送入C2000中，C2000根據(jù)恒流或恒壓指令與采樣信號(hào)進(jìn)行環(huán)路計(jì)算，輸出一定占空比的PWM從而調(diào)節(jié)MOSFET的開關(guān)，最終使得buck/boost變換器按照指令通過恒流或恒壓的方式對(duì)鋰電池進(jìn)行充放電。

 

圖1

 

相比于模擬方案，由于電壓、電流指令和環(huán)路控制都在C2000中產(chǎn)生和完成，省去了高分辨率的數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC和誤差放大器，有效地降低了系統(tǒng)成本。TMS320F280049是具有100MHz主頻、256KB 閃存的 C2000™ 32 位 MCU，通過高分辨率的16bit PWM，最多可以控制8個(gè)獨(dú)立通道的同步buck/boost變換器。采用TMS320F280049的數(shù)字控制方案，比傳統(tǒng)的模擬控制方案可以節(jié)省30%以上的BOM成本。

 

此外，由于鋰離子電池在3C產(chǎn)品、電動(dòng)汽車、儲(chǔ)能等諸多領(lǐng)域都有廣泛應(yīng)用，各類鋰離子電池的電流往往差別很大。這導(dǎo)致了電池測(cè)試設(shè)備若采用模擬控制，往往需要根據(jù)電流大小選取不同的硬件方案，增加了研發(fā)周期與設(shè)備成本。如果采用C2000的數(shù)字控制方案，則可以在不改變硬件的前提下，在小電流或大電流模式間自由切換：在小電流時(shí)，8各通道可以分別獨(dú)立運(yùn)行；在大電流時(shí)，則將多個(gè)通道并聯(lián)運(yùn)行，以輸出更大的電流。

 

圖2

 

如圖2所示，在多通道并聯(lián)運(yùn)行時(shí)，每個(gè)通道都將采用同一個(gè)恒壓環(huán)路，恒流環(huán)路則各自獨(dú)立，只需將輸出并聯(lián)后就可以實(shí)現(xiàn)更大的輸出電流范圍。因此，相比于模擬控制，采用C2000的數(shù)字控制方案，可以在不改變硬件的條件下適應(yīng)更廣泛的測(cè)試場(chǎng)景，大大減少了設(shè)備成本。

 

2 高精度

 

通過校準(zhǔn)，電池測(cè)試設(shè)備往往可以除去大部分初始系統(tǒng)誤差。剩余難以被校準(zhǔn)的誤差來源主要包括：電流檢測(cè)電阻的溫漂，電流、電壓檢測(cè)放大器的失調(diào)與增益溫漂、輸入共模電壓變化帶來的失調(diào)，ADC的非線性度，基準(zhǔn)電壓源的溫漂。在本文中，按照±5°C的溫度變化范圍計(jì)算誤差值。

 

電流檢測(cè)電阻：

 

電流檢測(cè)電阻的溫漂是總系統(tǒng)誤差的重要來源，對(duì)于CC控制，需要一個(gè)幾毫歐并且低溫度系數(shù)的高精度電流檢測(cè)電阻。本文采用高精密、電流感應(yīng)金屬條 SMD 功率電阻器，檢測(cè)電阻的阻值為5m?，溫漂值為10 ppm。那么，由于電流檢測(cè)電阻的溫漂造成的誤差為50ppm。

 

電流檢測(cè)放大器：

 

為了減小大電流造成的溫升和功率損耗，電流檢測(cè)電阻的阻值一般較小，因此電流檢測(cè)放大器的輸入差分信號(hào)一般不超過幾十毫伏，往往選擇儀表放大器進(jìn)行信號(hào)調(diào)理。儀表放大器的誤差主要來源于以下兩個(gè)方面：環(huán)境溫度改變時(shí)，失調(diào)電壓和增益的漂移；電池電壓改變時(shí)，由于輸入共模電壓變化造成的失調(diào)電壓。因此，在選擇儀表放大器時(shí)，應(yīng)該主要關(guān)注失調(diào)電壓漂移、增益漂移、CMRR等參數(shù)。表1為TI主推的幾款應(yīng)用于電池測(cè)試設(shè)備的儀表放大器的關(guān)鍵參數(shù)：

 

表1

 

INA821作為一款高精密、低漂移的儀表放大器，失調(diào)電壓漂移最大值為0.4 µV/°C，那么±5°C溫度偏移將會(huì)產(chǎn)生2 µV失調(diào)電壓，即40ppm滿量程誤差；增益漂移為5 ppm/°C，那么±5°C溫度偏移會(huì)產(chǎn)生25ppm誤差；共模電壓抑制比為140dB，那么輸入共模電壓范圍在0~5V變化時(shí)，將產(chǎn)生0.5µV失調(diào)電壓。在10A充電電流下，滿量程采樣電阻的電壓信號(hào)為50mV，即輸入共模電壓變化帶來10ppm滿量程誤差。

 

電壓檢測(cè)放大器：

 

電壓檢測(cè)放大器的誤差來源同樣主要來源于失調(diào)電壓和增益的漂移，以及輸入共模電壓變化造成的失調(diào)電壓。因此，在選擇儀表放大器時(shí)，同樣應(yīng)該主要關(guān)注失調(diào)電壓漂移、增益漂移、CMRR等參數(shù)。

 

TLV07是一款成本敏感型、低噪聲、軌到軌輸出、精密運(yùn)算放大器，失調(diào)電壓漂移的典型值為0.9 µV/°C，那么±5°C溫度偏移將會(huì)產(chǎn)生4.5µV失調(diào)電壓，即1ppm滿量程誤差；增益漂移主要受輸入電阻與反饋電阻的漂移誤差的影響，在這里取5 ppm/°C，那么±5°C溫度偏移會(huì)產(chǎn)生25ppm誤差。共模電壓抑制比最小值為104dB，那么輸入共模電壓范圍在0~5V變化時(shí)，將產(chǎn)生31.5µV失調(diào)電壓，即6ppm滿量程誤差。

 

模數(shù)轉(zhuǎn)換器及基準(zhǔn)電壓源：

 

模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC的誤差主要是由于非線性度和基準(zhǔn)電壓源的漂移造成的。ADS131M08是24位、32kSPS 、8通道同步采樣的Δ-Σ高精度ADC，由于ADS131M08是差分輸入，可以有效減小由于各通道間串?dāng)_引起的誤差。從數(shù)據(jù)表中可以查到，ADS131M08的非線性度INL僅為7.5ppm滿量程誤差。如果采用內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源，溫漂最大值為20 ppm/°C，那么±5°C溫度偏移會(huì)產(chǎn)生100ppm誤差。如果采用外部基準(zhǔn)電壓源REF2025，溫漂最大值僅為8 ppm/°C，那么±5°C溫度偏移誤差將會(huì)降至40ppm。

 

誤差匯總：

 

根據(jù)以上分析，將各誤差來源造成的誤差值匯總，即可計(jì)算得到在恒流、恒壓控制時(shí)，電池測(cè)試設(shè)備的系統(tǒng)總誤差如表2所示?？梢钥吹剑捎肅2000的數(shù)字控制方案，電流和電壓誤差范圍都在萬二以內(nèi)，達(dá)到了極高的控制精度。

 

表2

 

綜上所述，在電池測(cè)試設(shè)備中采用TI的C2000數(shù)字控制方案，在降低系統(tǒng)成本的同時(shí)，可以保證極高的電流、電壓控制精度，非常適合在各類電池測(cè)試方案中的應(yīng)用。

 

 

參考文獻(xiàn)：

 

電池測(cè)試設(shè)備-參考設(shè)計(jì)及 產(chǎn)品

 

TIDA-010086 Digital control reference design for cost-optimized battery test systems

 

 

推薦閱讀：