功率器件的性能指標(biāo)決定變頻電源的發(fā)展。20世紀(jì)60 年代，GTO 的問世實(shí)現(xiàn)了門極可關(guān)斷功能。70 年代中期，功率金屬氧化物場(chǎng)效應(yīng)管和高功率晶體管的問世，實(shí)現(xiàn)了場(chǎng)控功能，至此打開了高頻的大門。到80年代，一種兼具M(jìn)OSFET和GTR 二者優(yōu)點(diǎn)的IGBT電力器件出現(xiàn)，其柵極采用電壓控制，驅(qū)動(dòng)功率??；工作頻率高，開關(guān)損耗小；沒有二次擊穿，是目前功率電力電子裝置中的主流器件。當(dāng)代，隨著不斷革新的功率器件的出現(xiàn)，美日歐等大規(guī)模集成脈寬調(diào)制電路、零電壓、零電流變換的拓?fù)潆娐泛虳SP、ARM 等智能處理器的廣泛應(yīng)用，使得電源逐漸朝著小型化、集成化、智能化方向發(fā)展。國(guó)內(nèi)變頻電源產(chǎn)業(yè)發(fā)展雖只有十幾到二十年的歷史，但業(yè)績(jī)甚佳，也在開關(guān)頻率方面達(dá)到了前所未有的地步，一定程度上降低了原材料的消耗，使裝置小型化，加快了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度，提高了電源的效率。

本文搭建了一個(gè)基于DSP的變頻電源的實(shí)驗(yàn)裝置，下面將詳細(xì)介紹變頻電源整流、驅(qū)動(dòng)、逆變和濾波等各個(gè)模塊的原理圖設(shè)計(jì)。

1 硬件電路設(shè)計(jì)

變頻電源結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。本文中變頻電源輸入頻率為市電頻率50 Hz，輸出頻率為60 Hz。由圖1可以看出，整個(gè)變頻電源的硬件部分由整流模塊、逆變模塊、隔離驅(qū)動(dòng)模塊和濾波模塊組成。


1.1 整流模塊設(shè)計(jì)

常用的三相橋式整流電路大致可以分為三種：不控整流、全控整流、半控整流。它們的電路結(jié)構(gòu)均是一樣的，如圖2所示，只是所使用的整流元器件不同。三相橋式不控整流電路的整流器件是普通的電力二極管，是不可控的器件。當(dāng)它承受正向電壓時(shí)會(huì)立即自然導(dǎo)通，承受反向電壓時(shí)會(huì)立即阻斷，電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，功耗較小。其輸出電壓的平均值可以表示為：

圖2 三相橋式不控整流電路

三相橋式全控整流電路的整流管全為可控的晶閘管開關(guān)器件，橋式半控整流電路的整流管為可控的晶閘管和不控二極管的組合。開關(guān)器件晶閘管開通必須具備兩個(gè)條件：正向電壓；觸發(fā)電流脈沖。這就要求在整流時(shí)要附加脈沖產(chǎn)生電路，時(shí)間上會(huì)產(chǎn)生延遲，也就是延遲觸發(fā)角。綜合分析以上三種整流方式可知：橋式不控整流電路設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，功耗小；而全控和半控整流電路控制復(fù)雜，晶閘管在導(dǎo)通后功耗相對(duì)較大，觸發(fā)角控制不好會(huì)使電路出現(xiàn)斷續(xù)現(xiàn)象，所以本文采用簡(jiǎn)單的三相橋式不控整流電路。

整流之后由于脈動(dòng)電壓比較大，本文選取并聯(lián)電容進(jìn)行濾波。電容作為儲(chǔ)能元件，具有隔直通交、隔低頻通高頻的功能。在電壓型整流電路中，為使輸出電壓更加平滑，理論上濾波電容取值越大越好。然而實(shí)際工程上并不希望這樣，因?yàn)殡娙葜翟酱螅潴w積越大，成本越高，性價(jià)比反而越低，而且在電路接通瞬間，瞬時(shí)電流非常大，會(huì)破壞元器件。

選取濾波電容的值為1 650 μF，考慮到耐壓值越高價(jià)格也越高，選用兩個(gè)3300 μF的電容串聯(lián)，以此來平分電壓，如圖2所示。
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1.2 驅(qū)動(dòng)模塊設(shè)計(jì)

IR2130 可用來驅(qū)動(dòng)工作在線電壓不高于600 V 的電路中的功率MOS門器件。

其內(nèi)部結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。


在本文中應(yīng)用IR2130時(shí)，應(yīng)注意以下幾點(diǎn)：

（1）因?yàn)镮R2130內(nèi)部的三路驅(qū)動(dòng)高壓側(cè)電力MOS管的輸出驅(qū)動(dòng)器的電源是通過自舉技術(shù)來獲得的，為防止自舉電容兩端電壓放電，二極管應(yīng)選用高頻快恢復(fù)二極管。為防止自舉電容放電造成其兩端電壓低于欠電壓保護(hù)動(dòng)作的門檻電壓值，電容的取值應(yīng)充分大，當(dāng)被驅(qū)動(dòng)的功率MOS器件的開關(guān)頻率大于5 kHz時(shí)，該電容值應(yīng)不小于0.1 μF，如圖4所示。

（2）由于IR2130內(nèi)部的6個(gè)驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗較低，直接應(yīng)用它來驅(qū)動(dòng)電力MOS 管會(huì)引起被驅(qū)動(dòng)的電力MOS 器件的快速開通和關(guān)斷，這有可能造成被驅(qū)動(dòng)的電力MOS管漏源極間電壓的振蕩。為了避免這種現(xiàn)象的發(fā)生，可在被驅(qū)動(dòng)的電力MOS管柵極與IR2130的輸出之間串聯(lián)一個(gè)15~22 Ω、功率為1/4 W的無感電阻（對(duì)電流容量較小的電力MOS 管，該電阻值可增加到30~50 Ω），如圖4所示。

1.3 逆變模塊設(shè)計(jì)

逆變電路根據(jù)直流側(cè)電源性質(zhì)的不同可分為兩種：直流側(cè)是電壓源的稱為電壓型逆變電路，直流側(cè)是電流源的稱為電流型逆變電路。本文中是電壓型逆變電路。用三個(gè)單相逆變電路就可以組合成一個(gè)三相逆變電路。在三相逆變電路中，應(yīng)用最廣泛的是三相橋式逆變電路。三相橋式逆變電路的基本工作方式也是180°導(dǎo)電方式，即每個(gè)橋臂的導(dǎo)電角度為180°，同一相（同一橋臂）上下兩個(gè)橋臂交替導(dǎo)電，各相開始導(dǎo)電的角度依次相差120°。這樣，在任一瞬間，將有三個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通，可能是上面一個(gè)橋臂下面兩個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通，也可能是上面兩個(gè)橋臂下面一個(gè)橋臂同時(shí)導(dǎo)通。

本文設(shè)計(jì)的三相橋式逆變電路如圖5 所示，其中UA 和UB 之間的電壓為整流之后的直流電壓。本設(shè)計(jì)中三相逆變電路的開關(guān)器件采用了價(jià)格低廉的MOS 功率管IRF640，其耐流值是18 A，耐壓值為200 V，開關(guān)頻率可以達(dá)到兆級(jí)赫茲以上。其中每個(gè)MOS管后面都并聯(lián)了一個(gè)續(xù)流二極管，續(xù)流二極管是負(fù)載向直流側(cè)反饋能量的通道，起著使負(fù)載電流連續(xù)的作用。

逆變電路中采用正弦脈沖寬度調(diào)制（SinusoidalPulse WidthModulation，SPWM）技術(shù)來控制MOS管導(dǎo)通和關(guān)斷，其中SPWM 波由型號(hào)為TMS320F2812 的DSP芯片產(chǎn)生。
當(dāng)使用微控制器實(shí)現(xiàn)SPWM 調(diào)制時(shí)通常采用對(duì)稱規(guī)則采樣方法，此時(shí)三相逆變器輸出線電壓的基波和諧波幅值分別為：

基波幅值= √3 aUd/2

式中：a 為調(diào)制度；Ud 為直流側(cè)電壓。
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1.4 濾波模塊設(shè)計(jì)

SPWM逆變電路由于其固有的特性，輸出波形中含有大量的諧波，在接入負(fù)載前必須進(jìn)行濾波。根據(jù)消諧控制的特點(diǎn)，簡(jiǎn)單的二階LC低通濾波器就能滿足要求。因?yàn)殡娙萜鰿 對(duì)直流相當(dāng)于是開路的，而對(duì)交流阻抗小，所以C 應(yīng)該并聯(lián)在負(fù)載兩端。電感L 對(duì)直流阻抗小，而對(duì)交流阻抗大，所以L 應(yīng)與負(fù)載串聯(lián)。逆變電路如圖6所示。



2 軟件設(shè)計(jì)

變頻電源的軟件設(shè)計(jì)即變頻電源中控制電壓與頻率的軟件編程，本文通過SPWM波來控制變頻電源的電壓和頻率，其中SPWM 波形的產(chǎn)生通過TMS320F2812芯片實(shí)現(xiàn)。變頻電源的整個(gè)軟件程序分為主程序和中斷服務(wù)子程序兩部分。主程序任務(wù)是：初始化并啟動(dòng)系統(tǒng)后，進(jìn)入while循環(huán)，等待定時(shí)器T1 周期中斷的產(chǎn)生。程序流程圖如圖7所示。

中斷子程序是定時(shí)器T1 周期中斷函數(shù)，主要功能是更新比較寄存器的值。中斷程序中比較寄存器的賦值通過查表法來實(shí)現(xiàn)，查表法的原理是預(yù)先計(jì)算出每個(gè)載波周期中各個(gè)采樣點(diǎn)處的比較寄存器的值，以數(shù)組的形式存儲(chǔ)起來，在中斷程序中直接調(diào)用數(shù)組。

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3 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

3.1 整流模塊實(shí)際電路運(yùn)行波形圖

將經(jīng)過380 V -18 V三相變壓器的電壓送入到三相橋式整流電路的輸入端，經(jīng)過濾波器濾波后，測(cè)得整流的電壓如圖8所示。


由圖8可得，電壓為直流，每個(gè)小格是10 V，這樣電壓值大約為24 V。由于本設(shè)計(jì)中使用的三相變壓器是380 V-18 V，即變頻電源的整流輸入端交流電的線電壓有效值為18 V，所以其相電壓有效值為18/√3 =10.4 V，根據(jù)式（2）計(jì)算，理論上整流之后電壓值應(yīng)為24 V。由此可得，本實(shí)驗(yàn)電路運(yùn)行結(jié)果與理論值一致。

3.2 逆變模塊實(shí)際電路運(yùn)行波形圖

根據(jù)上面的硬件設(shè)計(jì)和軟件設(shè)計(jì)，將編好的程序下載到DSP里運(yùn)行，產(chǎn)生出六路SPWM波后送入到變頻電源的兩級(jí)三極管隔離放大電路的輸入端，經(jīng)過放大之后送到驅(qū)動(dòng)IR2130 的輸入端；從IR2130 出來之后驅(qū)動(dòng)三相橋式逆變電路，經(jīng)過三相橋式逆變電路和LC濾波器之后，三相負(fù)載的相電壓波形圖如圖9所示。

由圖9 可得，三相電壓均為交流電，相位依次相差120°，每個(gè)小格是10 V，這樣負(fù)載相電壓幅值大約為9.6 V。根據(jù)式（2），當(dāng)調(diào)制度為0.8，直流電壓為24 V時(shí)，逆變之后線電壓應(yīng)為16.6 V，即負(fù)載相電壓應(yīng)為16.6/√3 =9.6 V。所得結(jié)果與理論值一致。此外，由圖9還可得三相交流電壓周期大約為0.017 s，即頻率為60 Hz，這與程序里設(shè)置的值一致。


結(jié)語

本文主要對(duì)變頻調(diào)壓電源的硬件進(jìn)行了詳細(xì)的介紹，在變頻電源的硬件方面，研究了變頻電源的結(jié)構(gòu)組成，對(duì)變頻電源的各個(gè)模塊進(jìn)行了詳細(xì)分析，并對(duì)各個(gè)模塊參數(shù)的選擇給出了詳細(xì)的計(jì)算過程；同時(shí)給出了系統(tǒng)的軟件流程以及SPWM的生成方法；最后將實(shí)驗(yàn)結(jié)果與自行設(shè)置的值進(jìn)行對(duì)比，基本保持一致。由于時(shí)間有限，系統(tǒng)還存在許多不足的地方，有待改善，例如變頻電源系統(tǒng)沒有反饋，其輸出的電壓幅值和頻率大小是由軟件編程來控制的，即是人為控制的。因此，在后續(xù)的研究中可搭建一個(gè)帶有反饋的變頻電源系統(tǒng)，根據(jù)輸出的電壓和頻率自動(dòng)調(diào)整逆變模塊SPWM波的參數(shù)，以使輸出的電壓和頻率穩(wěn)定。

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