然而對(duì)于一個(gè)電源系統(tǒng)內(nèi)有多個(gè)子系統(tǒng)的場(chǎng)合，多個(gè)子系統(tǒng)之間的電磁兼容問(wèn)題就更加尖銳。由于電源產(chǎn)品體積的限制，多個(gè)子系統(tǒng)在空間上一般都比較靠近，而且通常是共用一個(gè)輸入母線，因此，互相之間的干擾會(huì)更加嚴(yán)重。所以，這類電源系統(tǒng)除了要防止對(duì)其他電源系統(tǒng)和設(shè)備的干擾，達(dá)到政府制定的標(biāo)準(zhǔn)外，還要考慮到電源系統(tǒng)內(nèi)部子系統(tǒng)之間的相互干擾問(wèn)題，不然將會(huì)影響到整個(gè)系統(tǒng)的正常運(yùn)行。
   
下面以一個(gè)軍用車載電源為例，闡述了在設(shè)計(jì)中應(yīng)注意的原則，調(diào)試中出現(xiàn)的問(wèn)題，解決的方案，以及由此得到的經(jīng)驗(yàn)。

 

電氣規(guī)格和基本方案

電氣規(guī)格
   
如圖1所示。由于是車載電源，所以該電源系統(tǒng)的輸入為蓄電池，電壓是9～15V。輸出供輻射儀，報(bào)警器，偵毒器，打印機(jī)，電臺(tái)，加熱等6路負(fù)載。其電壓有24V，12V，5V3種，要求這3種電壓電氣隔離并且具有獨(dú)立保護(hù)功能。

圖1：電氣規(guī)格

基本方案
   
12V輸出可以直接用蓄電池供電，因此，DC/DC變換系統(tǒng)只有24V和5V兩路輸出。由于要有獨(dú)立保護(hù)功能，并且調(diào)整率要求也非常高，所以，采用兩個(gè)獨(dú)立的DC/DC變換器的方案。24V輸出200W，采用RCD復(fù)位正激變換器；5V輸出30W，采用反激變換器。圖2給出了該方案的主電路圖。

(a)正激變換器

(b) 反激變換器
圖2：基本方案的主電路

布局上的考慮
   
因?yàn)?，有兩路變換器放在同一塊PCB上，所以，布局上需要考慮的問(wèn)題更加多。
   
1）雖然在一塊PCB上，但是，兩個(gè)變換器還是應(yīng)該盡量地拉開(kāi)距離，以減少相互的干擾。所以，正激變換器和反激變換器的功率電路分別在PCB的兩側(cè)，中間為控制電路，并且兩組控制電路之間也盡量分開(kāi)。
   
2）主電路的輸入輸出除了電解電容外，再各加一顆高頻電容（CBB電容），并且該電容盡量靠近開(kāi)關(guān)和變壓器，使得高頻回路盡量短，從而減少對(duì)控制電路的輻射干擾。
   
3）該電源系統(tǒng)控制芯片的電源也是由輸入電壓提供，沒(méi)有另加輔助電源。在靠近每個(gè)芯片的地方都加一個(gè)高頻去耦電容（獨(dú)石電容）。此外，主電路輸入電壓和芯片的供電電壓是同一個(gè)電壓，為了防止發(fā)生諧振，最好在芯片的供電電壓前加一個(gè)LC濾波或RC濾波電路，隔斷主電路和控制電路之間的傳導(dǎo)干擾。
   
4）為了減少各個(gè)控制芯片間的相互干擾，控制地采用單點(diǎn)信號(hào)地系統(tǒng)?？刂频刂煌ㄟ^(guò)驅(qū)動(dòng)地和功率地相連，也就是控制地只和開(kāi)關(guān)管的源極相連。但是，實(shí)際上驅(qū)動(dòng)電路有較大的脈沖電流，最好的做法是采用變壓器隔離驅(qū)動(dòng)，讓功率電路和控制電路的地徹底分開(kāi)。

調(diào)試中出現(xiàn)的問(wèn)題及解決辦法
   
該電源系統(tǒng)在調(diào)試過(guò)程中出現(xiàn)了以下問(wèn)題：正激變換器和反激變換器在單獨(dú)調(diào)試的時(shí)候非常正常，但是，在兩路同時(shí)工作時(shí)卻發(fā)生了相互之間的干擾，占空比發(fā)生振蕩，變壓器有嘯叫聲。
   
這個(gè)現(xiàn)象很明顯是由兩路變換器之間的相互干擾造成的。為了尋找騷擾源而做了一系列的實(shí)驗(yàn)，最終證實(shí)是由兩路主電路之間的共模干擾引起振蕩的。具體的實(shí)驗(yàn)過(guò)程過(guò)于繁瑣，在這里就不描述了。
   
這些問(wèn)題的解決方法有很多種。下面給出幾種當(dāng)時(shí)采用的解決方案，以及提出一些還可以采用的方案。
   
1）在每個(gè)變換器的輸出側(cè)加共模濾波器    這樣不僅可以減小對(duì)負(fù)載的共模干擾，并且對(duì)自身的控制電路也有好處。因?yàn)?，輸出電壓?jīng)過(guò)分壓后要反饋到控制電路中，如果輸出電壓中含有共模干擾信號(hào)，那么控制電路也會(huì)由此引入共模干擾信號(hào)。所以，在變換器的輸出側(cè)加共模濾波器是非常有必要的，不僅減小對(duì)負(fù)載的共模干擾，還會(huì)減小對(duì)控制電路的共模干擾。
   
2）在反激變換器和正激變換器之間加一個(gè)共模濾波器    這樣可以減少兩路變換器主電路之間的傳導(dǎo)干擾。因?yàn)椋醇?cè)差模電流較小，所以，將共模濾波器放在反激側(cè)，如圖3所示。另外，為了防止兩路電源之間的相互干擾，共模濾波器設(shè)計(jì)成π型，這樣從每一邊看都是一個(gè)共模濾波器。

圖3：EMI共模濾波器   

3）將反激變壓器繞組的饒法改成原—副—原—副—原—副的多層夾層饒法    采取該措施后變壓器原副邊的耦合更加緊密，使漏感減小，開(kāi)關(guān)管上電壓尖峰明顯降低。同時(shí)共模騷擾源的強(qiáng)度也隨之降低。在不采用解決方案2）時(shí)，采用本方案也解決了問(wèn)題。而且，這種方法從根源上改善了電磁兼容性能，且繞組的趨膚效應(yīng)和層間效應(yīng)也都會(huì)改善，從而降低了損耗。但是，這種繞法是以犧牲原副邊的絕緣強(qiáng)度為代價(jià)的，在原副邊絕緣要求高的場(chǎng)合并不適用。
   
4）減慢開(kāi)關(guān)的開(kāi)通和關(guān)斷速度    這樣開(kāi)關(guān)管上的電壓尖峰也會(huì)降低，也能在一定程度上解決問(wèn)題。但是，這是以增加開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)損耗為代價(jià)的。
   
5）開(kāi)關(guān)頻率同步    兩路變換器的工作頻率都是100kHz，但是，使用兩個(gè)RC振蕩電路，參數(shù)上會(huì)有離散性，兩個(gè)頻率會(huì)有一定偏差。這樣兩路電源可能會(huì)產(chǎn)生一個(gè)拍頻引起振蕩。所以，也嘗試了用一個(gè)RC振蕩電路，一個(gè)PWM芯片由另一個(gè)PWM芯片來(lái)同步，這樣可以保證嚴(yán)格的同頻和同時(shí)開(kāi)通，對(duì)減少兩路電源之間的干擾會(huì)有一定好處。在這個(gè)電源系統(tǒng)中，采用的PWM芯片是ST公司的L5991芯片，可以非常方便地接成兩路同步的方式，如圖4所示。

圖4：兩片PWM芯片的同步 

6）在二極管電路中串聯(lián)一個(gè)飽和電感，減小二極管的反向恢復(fù)，從而減小共模干擾源的強(qiáng)度    在電流大的時(shí)候，飽和電感由于飽和而等效為一根導(dǎo)線。在二極管關(guān)斷過(guò)程中，正向電流減小到過(guò)零時(shí)，飽和電感表現(xiàn)出很大的電感量，阻擋了反向電流的增加，從而也減小了二極管上電壓尖峰。從電磁兼容的角度講，是減小了騷擾源的強(qiáng)度。用這種方法抑制二極管的反向恢復(fù)也會(huì)造成一定的損耗，但是，由于使用的電感是非線形的，所以，額外損耗相對(duì)RC吸收來(lái)說(shuō)還是比較小的。
   
圖5（a）是正激變換器在沒(méi)有加飽和電感時(shí)續(xù)流二極管DR2的電壓波形，較高的振蕩電壓尖峰是很強(qiáng)的騷擾源。圖5（b）是正激變換器在加了飽和電感后的二極管電壓波形，電壓尖峰明顯降低，從而大大減弱了該騷擾源的強(qiáng)度。

(a)    未串飽和電感                 (b)    串飽和電感
圖5 ：續(xù)流二極管電壓波形

7）對(duì)反激變換器的主開(kāi)關(guān)加電壓尖峰吸收電路    盡管反激變壓器繞組的饒法有很大的改進(jìn)，漏感已減小。但是，由于反激變換器的變壓器不是一個(gè)單純的變壓器，而是變壓器和電感的集成，所以，要加氣隙。加氣隙后的變壓器的漏感相對(duì)來(lái)說(shuō)還是比較大的。若不加吸收電路，開(kāi)關(guān)管上電壓尖峰會(huì)比較高，這不僅增加了開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力，而且也是一個(gè)很強(qiáng)的騷擾源。
   
圖6給出了反激變換器的吸收電路。R1，C1，D組成了RCD鉗位吸收電路，它可以很好地吸收變壓器漏感和開(kāi)關(guān)管結(jié)電容諧振產(chǎn)生的電壓尖峰。圖7(a)是沒(méi)有加吸收電路時(shí)，開(kāi)關(guān)管上漏—源電壓波形，有很高的電壓尖峰。圖7(b)是加了RCD吸收電路時(shí)，開(kāi)關(guān)管上漏—源電壓波形，電壓尖峰已大大降低。但是，將圖7(b)振蕩部分放大看，如圖7(c)所示，可以發(fā)現(xiàn)，又出現(xiàn)了一些更細(xì)的振蕩電壓。該振蕩電壓是由于漏感和二極管D的結(jié)電容諧振產(chǎn)生的 ， 靠RCD電路已經(jīng)無(wú)法將其吸收（R2，C2）。所以，又在開(kāi)關(guān)管的漏—源兩端加了RC吸收電路（R2，C2），進(jìn)一步吸收由于漏感和二極管D的結(jié)電容諧振產(chǎn)生的電壓尖峰。吸收后的波形如圖7(d)所示 。

圖6：反激變換器的吸收電路

 
(a)無(wú)RCD吸收電路                (b) 有RCD吸收電路

(c) (b)的局部放大                  (d)開(kāi)關(guān)管漏—源極間加RC
圖7 ：反激變換器開(kāi)關(guān)管漏—源電壓波形

8）采用軟開(kāi)關(guān)電路   

上述解決方案1）－6）是在不改變現(xiàn)有電路拓?fù)涞那疤嵯陆档碗姶鸥蓴_所采用的方案。其中1）－2）是采用切斷耦合途徑的方法；3）－6）是減弱騷擾源的方法。實(shí)際上，在選擇電路拓?fù)鋾r(shí)就可以考慮有利于EMC的拓?fù)?，這樣就不容易產(chǎn)生上面的問(wèn)題。其中采用控制性軟開(kāi)關(guān)拓?fù)渚褪且粋€(gè)很好的選擇。選用控制性軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洌ɡ缫葡嗳珮蜃儞Q器、不對(duì)稱半橋變換器、LLC諧振變換器[4]），不僅可以減少開(kāi)關(guān)損耗，而且可以降低電壓尖峰，從而減弱騷擾源的強(qiáng)度。但是，采用緩沖型的軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洌粌H增加了很多附加電路，并且從降低EMI角度來(lái)說(shuō)也不一定有優(yōu)勢(shì)，因?yàn)?，大多?shù)緩沖型軟開(kāi)關(guān)拓?fù)鋵⒃鹊恼袷幠芰哭D(zhuǎn)移到附加的電路上了，還是會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的EMI。

由于在空間上一般都比較靠近，而且，通常是共用一個(gè)輸入母線，所以，在內(nèi)部有多個(gè)子系統(tǒng)的電源系統(tǒng)中，多個(gè)子系統(tǒng)電源之間的電磁兼容問(wèn)題非常尖銳。在選擇電路拓?fù)鋾r(shí)應(yīng)盡量選用控制性軟開(kāi)關(guān)拓?fù)洹Ｔ谠O(shè)計(jì)PCB板時(shí)應(yīng)該注意多個(gè)子系統(tǒng)的位置關(guān)系和地線的安排。當(dāng)電路中出現(xiàn)電壓尖峰時(shí)，可采用RCD或者RC等吸收電路。對(duì)于二極管的反向恢復(fù)問(wèn)題，可以采用串聯(lián)飽和電感的方法來(lái)解決。在必要的時(shí)候還可以加合適的EMI濾波器來(lái)隔斷干擾的耦合途徑。