倍流整流的低壓大電流DC - DC變換器的結(jié)構(gòu)分析

倍流整流低壓大電流DC-DC 變換器的電路原理圖如圖1 所示， 一次側(cè)采用對稱半橋結(jié)構(gòu)， 二次側(cè)采用倍流整流結(jié)構(gòu)， 在S1 導(dǎo)通時SR1 必須截止， L1 充電； 在S2 導(dǎo)通時SR2 必須截止， L2 充電，這樣濾波電感電流就會在濾波電容上移項疊加。圖2 給出了開關(guān)控制策略。

圖1：倍流整流的低壓大電流DC- DC變換器的電路原理圖

圖2：開關(guān)的控制策略

通過以上分析可以看出，倍流整流結(jié)構(gòu)的二次側(cè)2 個濾波電感電流在濾波電容上相互疊加， 從而使得輸出電流紋波變得相當(dāng)小。

結(jié)構(gòu)中的同步整流器均按外加信號驅(qū)動處理，使控制變得很復(fù)雜，但在這種半橋- 倍流拓撲結(jié)構(gòu)中使用簡單的自驅(qū)動方式很困難，因為，在這種結(jié)構(gòu)中，如果直接從電路中取合適的點作為同步整流器的驅(qū)動信號， 在死區(qū)時間內(nèi)當(dāng)這個驅(qū)動信號為零時， 同步整流器就會截止。為了在半橋- 倍流拓撲結(jié)構(gòu)中使用自驅(qū)動方式，就必須使用到輔助繞組。

以單個半橋- 倍流拓撲結(jié)構(gòu)為例，見圖3 ,VSEC為變壓器的二次側(cè)電壓，Vgs為由輔助繞組獲得的同步整流器的驅(qū)動電壓，可以看出即使在死區(qū)的時間內(nèi)，同步整流器的驅(qū)動電壓也不可能為零，保證了自驅(qū)動方式在這種拓撲結(jié)構(gòu)中的應(yīng)用。

圖3：自驅(qū)動同步整流器電路及波形圖

另外， 由于在大電流的情況下MOSFET 導(dǎo)通壓降將增大，從而產(chǎn)生較大的導(dǎo)通損耗，為此應(yīng)采用多個MOSFET 并聯(lián)方法來減小損耗。

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交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器

電路原理圖

綜上所述，倍流整流低壓大電流DC - DC 變換器具有很好的性能，在此基礎(chǔ)上引入交錯并聯(lián)技術(shù)，構(gòu)成一種新的結(jié)構(gòu)，稱為并聯(lián)低壓大電流DC - DC變換器，可以進一步減小輸出電流紋波。

圖4 為交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器的電路原理圖（以最簡單的2 個倍流整流交錯并聯(lián)為例）。

圖4：交錯并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器的電路原理圖

變換器的開關(guān)控制策略

交錯并聯(lián)低壓大電流DC - DC 變換器的開關(guān)控制策略見圖5。

圖5：交錯并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器的開關(guān)控制策略

交錯并聯(lián)低壓大電流DC- DC變換器性能

首先這種拓撲結(jié)構(gòu)最大的優(yōu)點是變壓器原邊的結(jié)構(gòu)簡化， 控制變得很簡單。其次， 這種方法的實現(xiàn)必須采用同步整流電路， 因為交錯并聯(lián)電路的實現(xiàn)要求變壓器副邊上下電位輪流為正， 在一個時間段內(nèi)有且只有一個為正電位， 其余都為零電位。但在這種拓撲結(jié)構(gòu)中， 由于2 個變壓器的原邊串聯(lián)在一起， 而副邊是并聯(lián)的， 這樣如果用肖特基二極管作整流器， 那么輸入電壓將在2 個變壓器原邊上分壓， 而肖特基二極管又沒有選通的功能， 這樣變壓器二次側(cè)的波形將是完全對稱的， 上下2 個整流電路的電流完全重合， 達不到電流交錯并聯(lián)的目的。

這樣， 應(yīng)用同步整流器來完成這個功能， 同時利用MOSFET 的雙向?qū)щ娞匦裕?因為同步整流管的漏源電流是分布在坐標(biāo)橫軸兩側(cè)的。這種結(jié)構(gòu)的過程詳細分析如下：

1） S1 導(dǎo)通， S2 截止； S3 截止， S4 , S5 , S6 均導(dǎo)通。由于S4 , S5 , S6 的導(dǎo)通， 第一變壓器副邊繞組下端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位，電感L1 上電流上升， L2 , L3 , L4 上電流下降。

2） S2 導(dǎo)通， S1 截止； S4 截止， S3 , S5 , S6 均導(dǎo)通。由于S3 , S5 , S6 的導(dǎo)通， 第一變壓器副邊繞組上端為零電位，第二變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L2 上電流上升， L1 , L3 , L4 上電流下降。

3） S1 導(dǎo)通， S2 截止； S5 截止， S3 , S4 , S6 均導(dǎo)通。由于S3 , S4 , S6 的導(dǎo)通， 第二變壓器副邊繞組下端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L3 上電流上升， L1 , L2 , L4 上電流下降。

4） S2 導(dǎo)通， S1 截止； S6 截止， S3 , S4 , S5 均導(dǎo)通。由于S3 , S4 , S5 的導(dǎo)通， 第二變壓器副邊繞組上端為零電位，第一變壓器副邊繞組上、下端均為零電位， 電感L4 上電流上升， L1 , L2 , L3 上電流下降。

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以上各式均忽略整流器的電壓降， 且V SEC為變壓器二次側(cè)的電壓值。

根據(jù)以上分析可知， 應(yīng)用同步整流器， 通過變壓器原邊串聯(lián)而副邊并聯(lián)的方法， 可以實現(xiàn)這種交錯并聯(lián)半橋- 倍流拓撲結(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點主要有以下幾個方面：

1） 有效地簡化了拓撲結(jié)構(gòu)和控制策略。

2） 在頻率保持不變的情況下， 如果紋波的峰- 峰值一定， 則這種結(jié)構(gòu)可以有效減小濾波電感的值， 從而加快整個變換器的動態(tài)響應(yīng)時間。

3） 交錯并聯(lián)的半橋- 倍流拓撲結(jié)構(gòu)與非交錯并聯(lián)的半橋- 倍流拓撲結(jié)構(gòu)相比， 一次側(cè)和二次側(cè)的導(dǎo)通損耗相差不多， 但由于采用交錯并聯(lián)技術(shù)，二次側(cè)的開關(guān)頻率是原來的一半， 相應(yīng)的開關(guān)損耗也是原來的一半。由于變換器的開關(guān)損耗在整個損耗統(tǒng)計中占很大的比例， 因此， 交錯并聯(lián)技術(shù)可以極大地提高變換器的效率。

仿真分析

應(yīng)用Pspice 軟件對電路進行仿真。電路的參數(shù)如下： 開關(guān)頻率為100 kHz , 占空比為40 % ,輸入電壓為48 V , 濾波電感為2μH , 濾波電容為820μF , 輸出電流為60 A , 輸出電壓為1125 V。

圖6 所示為濾波電感的電流波形， 從圖6 可以看出， 4 個濾波電感的電流輪流充電， 如果一個濾波電感在充電， 其余3 個電感必須在放電， 在死區(qū)時間內(nèi)， 4 個濾波電感都在放電。

圖7 和圖8 所示分別為交錯并聯(lián)變換器與單個倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形， 從圖7中可以看出， 4 個濾波電感的電流在濾波電容上疊加， 可以把電流的紋波減小很多。

圖6：濾波電感電流波形

圖7：交錯并聯(lián)變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形

圖8：單個倍流整流變換器結(jié)構(gòu)的輸出電流紋波波形

實驗結(jié)果

通過理論研究及仿真分析， 可以看出， 交錯并聯(lián)的低壓大電流DC - DC 變換器具有良好的性能，在輸出為1125 V/ 60 A 的情況下， 輸出電流紋波可以降到很小。為了進一步說明這種拓撲結(jié)構(gòu)的可行性， 用實驗結(jié)果驗證。實驗電路見圖4 , 實驗參數(shù)和仿真相同， 最后得到如圖9 所示的實驗波形。圖9 中， V gs為一次側(cè)一個MOSFET 的門極驅(qū)動電壓波形， V ds則為相應(yīng)的MOSFET 的柵源電壓波形，從圖9 可以看出， 實驗結(jié)果所得波形同圖5 的理論分析結(jié)果十分吻合， 所提出的方法是可行的。其中， 變壓器選用R2 KB 軟磁鐵氧體材料制作的GU22 磁心， 原副邊的匝數(shù)分別為8 匝和1 匝； 電感選用寬恒導(dǎo)磁材料IJ 50h 制作的環(huán)形鐵心T5 - 10 - 215 ,匝數(shù)為8 匝。

圖9：實驗波形

結(jié)語

通過仿真及實驗分析， 得出以下結(jié)論： 對于低壓大電流DC - DC 變換器， 可以通過交錯并聯(lián)的方法， 進一步減小輸出電流紋波， 效果十分明顯；或者在同樣輸出電流紋波情況下， 可以極大地減小濾波電感值， 從而減小整個變換器的尺寸， 提高變換器的瞬態(tài)響應(yīng)特性。所討論的2 個倍流整流結(jié)構(gòu)交錯并聯(lián)案例同樣適應(yīng)于多個倍流整流結(jié)構(gòu)交錯并聯(lián)的情況。