中心議題：

• 級聯(lián)多電平逆變電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)
• 級聯(lián)多電平逆變器控制策略
• 級聯(lián)多電平逆變器的其他問題

解決方案：

• 三角載波移相pwm法
• 諧波消去法
• 開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法

1 引言

級聯(lián)多電平逆變器是由若干個(gè)基本逆變單元(例如h橋逆變器)通過串聯(lián)連接而形成的單相或三相逆變器。每一個(gè)逆變單元可以輸出方波或階梯波，通過輸出波形的疊加合成，形成更多電平臺階的階梯波，以逼近逆變器的正弦輸出電壓。

這種電路的特點(diǎn)：隨著逆變器級聯(lián)數(shù)目的增加，輸出電壓的電平數(shù)增加，從而使得輸出電壓或電流波形的諧波含量減小;由于多個(gè)逆變單元串聯(lián)完成整個(gè)逆變?nèi)蝿?wù)，雖然整體輸出開關(guān)頻率變高，但各個(gè)逆變單元功率器件的開關(guān)頻率并不高，因此與非級聯(lián)電路相比功率器件承受的電壓應(yīng)力減小，在高壓應(yīng)用中無需均壓電路，同時(shí)可避免大的dv/dt所導(dǎo)致的電機(jī)負(fù)載絕緣等問題;當(dāng)各串聯(lián)或并聯(lián)連接的級聯(lián)單元中有一個(gè)單元故障時(shí)，可通過把此單元短接而退出工作，其它單元仍然能夠正常工作，保證系統(tǒng)正常運(yùn)行。使模塊化逆變器產(chǎn)品的封裝，生產(chǎn)和制造成為可能，擴(kuò)展容易。

近年來，由于級聯(lián)多電平逆變器的上述優(yōu)點(diǎn)，在中高壓調(diào)速領(lǐng)域、不停電電源、交流柔性輸電系統(tǒng)(facts)等應(yīng)用中引起了電力電子行業(yè)的極大關(guān)注，成為中高壓能量變換的首選方案。因此級聯(lián)多電平逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制策略的研究將極有意義。本文在閱讀國內(nèi)外文獻(xiàn)的基礎(chǔ)上，對級聯(lián)多電平逆變器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其控制方法進(jìn)行匯總，以期對級聯(lián)多電平逆變器的研究提供參考。

2 級聯(lián)多電平逆變電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

多電平逆變器實(shí)現(xiàn)的結(jié)構(gòu)一般主要有：二極管箝位型(diode-clampedinverter)、飛跨電容箝位型(flying-capacitorinverter)、具有獨(dú)立直流電源的級聯(lián)型(cascaded-inverters with separate dcsources)、具有多繞組變壓器輸出的多重化型等等。

2.1基本的多電平逆變電路
(1) 全橋逆變電路
全橋逆變器的主電路圖見圖1。由于控制方式的不同，它可以有很多種工作方式，常用的工作方式為：
兩電平：s1(d1)和s4(d4)導(dǎo)通，而s2和s3關(guān)斷，uab=vdc;反之，s2(d2)和s3(d3)導(dǎo)通，而s1和s4關(guān)斷，uab=-vdc;
三電平：s1(d1)和s4(d4)導(dǎo)通，uab=vdc;s2和s3導(dǎo)通，uab=-vdc;s1(d1)和s2(d2)導(dǎo)通或s3(d3)和s4(d4)導(dǎo)通，uab=0。

對圖1進(jìn)行改進(jìn)就可以得到5電平單相橋式逆變電路，如圖2所示。和圖1相比，多了一個(gè)電容，使負(fù)載輸出的電平數(shù)為5:vdc，-vdc，0，+vdc/2，-vdc/2。s5截止時(shí)其工作同單相全橋逆變電路，可輸出三電平;s5和s4(d4)導(dǎo)通時(shí)，uab=vdc/2; s5和s2(d2)導(dǎo)通時(shí)，uab=-vdc/2。

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(2) 二極管箝位多電平逆變電路
1977年德國學(xué)者h(yuǎn)oltz首次提出了利用開關(guān)管來輔助中點(diǎn)箝位的三電平逆變器主電路，1980年日本的a·nabae等人對其進(jìn)行了發(fā)展，提出了二極管箝位式逆變電路。圖3(a)為二極管箝位逆變電路，它具有2個(gè)電容，能輸出3電平的相電壓。

u相工作情況與輸出相電壓的電平
s11和s12(或d11和d12)通，s41和s42斷，uo間電位差為vdc/2;
s41和s42(或d41和d42)通，s11和s12斷，uo間電位差為-vdc/2;
s12和s41導(dǎo)通，s11和s42關(guān)斷時(shí)，uo間電位差為0;
s12和s41不能同時(shí)導(dǎo)通;
u》0時(shí)，s12和d1導(dǎo)通;
u《0時(shí)，s41和d4導(dǎo)通。

bhagwat和stefanovic在1983年進(jìn)一步將三電平推廣到多電平的結(jié)構(gòu)。二極管箝位式多電平變換電路的特點(diǎn)是采用多個(gè)二極管對相應(yīng)的開關(guān)器件進(jìn)行箝位，同時(shí)利用不同的開關(guān)組合輸出所需的不同電平。對于n電平電路，直流側(cè)需n-1個(gè)電容，能輸出n電平的相電壓，線電壓為(2n-1)電平，圖3(b)為二極管箝位式5電平變換電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。顯然輸出電平越多，其輸出電壓和輸出電流的總諧波畸變率越小。二極管箝位結(jié)構(gòu)的顯著優(yōu)點(diǎn)：就是利用二極管箝位解決了功率器件串聯(lián)的均壓問題，適于高電壓場合。

缺點(diǎn)：雖然開關(guān)器件被箝位在vdc/(n-1)電壓上，但是二極管卻要承受不同倍數(shù)的vdc/(n-1)反向耐壓;如果使二極管的反向耐壓與開關(guān)器件相同，則需要多管串聯(lián)，當(dāng)串聯(lián)數(shù)目很大時(shí)，增加了實(shí)際系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的難度;當(dāng)逆變器傳輸有功功率時(shí)，由于各個(gè)電容的充電時(shí)間不同，將形成不平衡的電容電壓。

(3) 飛跨電容箝位型逆變電路
1992年，t·a·maynard和h·foch提出了如圖4(a)所示結(jié)構(gòu)的飛跨電容箝位型逆變電路，其特點(diǎn)是用箝位電容代替圖3中所述的箝位二極管，直流側(cè)電容不變，其工作原理與二極管箝位型逆變器相似。

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若要輸出更多的電平，須按照圖4(b)所示層疊接法進(jìn)行擴(kuò)展。因此也稱為多單元層疊型逆變器(imbricatedcell multilevelinverter)[19]。同樣n電平逆變器可輸出n電平相電壓，(2n-1)電平的線電壓。飛跨電容箝位型逆變器相對于二極管箝位型逆變器的優(yōu)點(diǎn)是：在電壓合成方面，開關(guān)狀態(tài)的選擇具有更大的靈活性;由于電容的引進(jìn)，可通過在同一電平上不同開關(guān)的組合，使直流側(cè)電容電壓保持均衡;可以控制有功功率和無功功率的流量，因此可用于高壓直流輸電。

缺點(diǎn)是：逆變器每個(gè)橋臂需要的電容數(shù)量隨輸出電平數(shù)增加而增加，再加上直流側(cè)的大量電容使得系統(tǒng)成本高且封裝困難;其次控制方法非常復(fù)雜，實(shí)現(xiàn)起來很困難;并且還存在電容的電壓不平衡問題。

2.2 級聯(lián)多電平逆變電路
具有獨(dú)立直流電源的級聯(lián)型逆變器是將前述多個(gè)逆變單元串聯(lián)起來，使逆變器輸出電壓的電平數(shù)增加，從而使得輸出波形的諧波含量減小，開關(guān)所承受的電壓應(yīng)力減小。這種結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)就是易于進(jìn)行模塊化設(shè)計(jì)，擴(kuò)展容易;主要缺點(diǎn)是每個(gè)單元需要隔離的直流電源。

(1) 基本的級聯(lián)逆變電路
基本的級聯(lián)逆變電路就是具有獨(dú)立直流電源的級聯(lián)型逆變器。其中每個(gè)單元的直流電源可以相同也可以不同，但逆變單元拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是同一類型。如果串聯(lián)連接的逆變橋中，至少有一個(gè)獨(dú)立直流電源的電壓與其它橋不同，就稱這種多電平逆變器為非對稱的，否則為對稱(vdc1=vdc2=vdc3)，如圖5(a)所示。非對稱的逆變器一般比對稱型輸出的電平數(shù)多(相同結(jié)構(gòu)和級數(shù)情況下)。

(2) 混合級聯(lián)逆變電路
為了輸出更多的電平，減少隔離電源數(shù)量，每個(gè)單元電路結(jié)構(gòu)可以不完全相同，串聯(lián)單元本身還可以是一個(gè)多電平逆變器，如二極管箝位型逆變器，或飛跨電容箝位型逆變器。這種由不同結(jié)構(gòu)單元串聯(lián)而成的逆變器稱為混聯(lián)型逆變器，如圖5(b)所示。如果需要三相，則可以用三組這樣的混聯(lián)單元按照圖5(a)所示連接方法相連。實(shí)際中，由于級聯(lián)多電平主要用于高壓大功率，為了充分發(fā)揮不同類型器件的優(yōu)點(diǎn)(高壓和高頻)，同一組(相)相串聯(lián)的不同的逆變單元中常常使用不同的器件，這種連接方式也稱為混聯(lián)，如圖6所示，igbt和igct的混聯(lián)型逆變單元，igbt工作于相對較高的頻率，較低的電壓;而igct工作于相對較高的電壓，較低的頻率。

除了上述的聯(lián)結(jié)方式以外，還有由一個(gè)三相三電平二極管箝位逆變器或飛跨電容型逆變器和三個(gè)單相h橋逆變器串聯(lián)形成的三相級聯(lián)逆變器。這種電路結(jié)構(gòu)簡單，控制也易于實(shí)現(xiàn)，實(shí)際中已有使用。圖7為單-三相混合級聯(lián)逆變電路圖。

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(3) 減少獨(dú)立電源數(shù)的級聯(lián)多電平逆變電路
由前述可以看出，級聯(lián)多電平電路顯示了其巨大的優(yōu)越性，特別是模塊化的輸出為系統(tǒng)帶來很多方便。但是，在具有獨(dú)立直流電源的級聯(lián)多電平逆變電路中，其所需獨(dú)立直流電源數(shù)很大，且隨著輸出電平數(shù)及逆變器相數(shù)的增加而增加。如果每一個(gè)直流電源都需要被控制的話，就使整個(gè)系統(tǒng)的控制變得很復(fù)雜。因此文獻(xiàn)[18]提出了一種合成電路的思想，以期減少直流電源數(shù)量。

圖8(a)為推薦的三相級聯(lián)逆變主電路，它只有三個(gè)獨(dú)立直流電源，每相根據(jù)各開關(guān)的不同組合可以產(chǎn)生+2vdc、-2vdc、+vdc或-vdc電平的電壓。圖中fbc為基本的h橋逆變單元。為了避免各直流電源短路，增加了一組合成電路(synthesizingcircuit)。合成電路基本模式如圖8(b)所示，具體實(shí)現(xiàn)由圖8(c)所示的兩種方法完成，s1和s2為雙向開關(guān)。

3 級聯(lián)多電平逆變器控制策略

3.1三角載波移相pwm法(triangular carrier phase shifting pwm method pspwm)
三角載波移相pwm法是一種專門用于級聯(lián)多電平逆變器的pwm方法。每個(gè)逆變單元的調(diào)制信號均由一個(gè)三角載波和一個(gè)正弦調(diào)制波比較產(chǎn)生，所有模塊的正弦調(diào)制波一樣，而三角載波依次相移一個(gè)角度，從而使得各單元模塊產(chǎn)生的spwm波在相位上相互錯(cuò)開，最終各模塊串聯(lián)疊加后輸出的pwm波頻率提高了很多倍，可大大減小濾波電感的體積。

如對于m個(gè)逆變單元串聯(lián)的逆變電路，假設(shè)三角載波的頻率為正弦調(diào)制波的k倍，則相鄰載波之間的相移為2π/mk，相應(yīng)的輸出等效載波頻率為mk。很多文章對輸出的諧波幅值及頻率與相位之間的關(guān)系進(jìn)行了詳細(xì)分析。驗(yàn)證了上述結(jié)論。圖9為3個(gè)逆變單元串聯(lián)的pspwm調(diào)制原理。

該法適合于單相系統(tǒng)。
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3.2 諧波消去法(harmonic elimination methog)
(1) 優(yōu)化階梯波寬度法(step modulation pwm)
它是基于合成理論，將串聯(lián)連接的多個(gè)逆變單元輸出的矩形波進(jìn)行合成、疊加，成為接近于正弦波的階梯波，根據(jù)要消去的諧波項(xiàng)，通過優(yōu)化選擇各逆變單元器件的導(dǎo)通和截止的時(shí)刻(也就是各單元輸出方波的寬度)，從而達(dá)到消去特定諧波的目的。

如圖10(a)所示為三級串聯(lián)的多電平逆變器，v1、v2和v3是三個(gè)逆變單元輸出的電壓，最上面的波形為合成以后的階梯波形，通過合理選擇θ1、θ2和θ3來優(yōu)化階梯波。文獻(xiàn)[11][24]對此優(yōu)化算法進(jìn)行了詳細(xì)分析。

(2) 特定諧波消去法(selective harmonic elimination pwm shepwm)
特定諧波消去法也是基于合成理論，在上述優(yōu)化階梯波寬度法的基礎(chǔ)上改進(jìn)而來。優(yōu)化階梯波寬度法的開關(guān)角必須滿足0<θ1，θ2，…，θk<π/2，否則該方法不存在，因此其調(diào)制范圍通常較窄。而特定諧波消去法提高了該法的調(diào)制范圍。其基本思想是：由k(k為串聯(lián)連接的逆變單元數(shù))對脈沖波合成的輸出，可將其調(diào)制范圍分為k個(gè)區(qū)間，在不同的區(qū)間采用不同的波形疊加方式。

實(shí)際上特定諧波消去法就是每個(gè)逆變單元在控制上增加更多的自由度，如對三級串聯(lián)的逆變電路三級分別增加自由度變量：α1、α2和α3;β1、β2、β3和β4;γ1、γ2、γ3、γ4和γ5，如圖10(b)所示，通過調(diào)整這11個(gè)參數(shù)以消除更多的諧波。但是，很明顯，它是以提高開關(guān)頻率做代價(jià)的，算法比優(yōu)化階梯波寬度復(fù)雜很多。

(3) 虛擬級的脈寬調(diào)制法[21](virtual stage pulse-width modulation techniquevspwm)
上面兩種方法的開關(guān)頻率都是基波頻率，能消除的諧波個(gè)數(shù)受逆變器電平級數(shù)的限制。為了消除更多次數(shù)的諧波，提出了一種更一般的波形疊加方法。由k個(gè)直流電壓相等的h橋構(gòu)成的逆變器，其輸出可以由p個(gè)正脈沖和q個(gè)負(fù)脈沖合成(p-q=k)，如圖11所示。通過選擇正、負(fù)脈沖的個(gè)數(shù)，消除更多的諧波。該法不受逆變器電平數(shù)的限制，但開關(guān)頻率也提高。

其實(shí)，無論采用上述諧波消去法中的何種方法，都必須求解一組超越方程以確定開關(guān)角等。同時(shí)采用數(shù)值法求解時(shí)，存在解的存在及唯一性問題。
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3.3 子諧波pwm法(subharmonic pwm)
對于n個(gè)逆變單元串聯(lián)的逆變器，每相控制可采用n個(gè)具有相同頻率(fc)和峰值(ac)的三角載波與一個(gè)頻率和幅值分別為fm和am的正弦調(diào)制波相比較，為了使n個(gè)三角載波所占的區(qū)域是連續(xù)的，它們在空間上是緊密相連且整個(gè)載波集對稱分布于零參考的正負(fù)兩側(cè)。在正弦波與三角波相交的時(shí)刻，如果調(diào)制波的幅值大于某個(gè)三角波的幅值，則開通相應(yīng)的開關(guān)器件，反之，如果調(diào)制波的幅值小于某個(gè)三角波的幅值則關(guān)斷該器件。該方法的原理如圖12(a)所示。顯然，最上層和最下層的逆變單元器件的開關(guān)次數(shù)多，因此，為了平衡開關(guān)數(shù)，可以采用不同波段變頻的策略，如圖12(b)所示。

根據(jù)三角載波的相位的不同，shpwm可分為三種典型的情況。
(1) pd法
所有載波具有相同相位(pd法)：諧波主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，從而使相電壓畸變較大;其它的諧波分量主要是以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小。在三相系統(tǒng)的輸出線電壓中，由于各個(gè)三角載波同相位，因此載波處的諧波相互抵消，使線電壓的thd降的較低;因此對于三相系統(tǒng)，如果載波比為3的倍數(shù)時(shí)，pd法線電壓諧波最小(三次諧波被消去)。

(2) pod型
所有位于零基準(zhǔn)以上的載波同相位，所有位于零基準(zhǔn)以下的載波具有相反相位(pod型)：在相電壓和線電壓中，都沒有載波諧波，但均存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，且其幅值大于pd型系統(tǒng)中的相應(yīng)幅值，所以，該方法最終得到的相電壓和線電壓的相對較高。

(3) apod型
所有載波自上而下，交替反相和同相(apod型)：其頻譜分布與pod型系統(tǒng)很類似，所有諧波基本都位于以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶上，唯一的區(qū)別就是，pod型中的諧波能量主要集中在載波頻率兩側(cè)邊帶中，而apod型系統(tǒng)中諧波分布更加均勻。顯然，在apod型系統(tǒng)中，由于相應(yīng)諧波在三相系統(tǒng)中，不僅不能相互抵消，有的甚至相互疊加，導(dǎo)致線電壓的thd反而大于相電壓的thd。

因此，在三相系統(tǒng)中pd型系統(tǒng)是最優(yōu)的。對于單相逆變器，apod配置電壓諧波最小。

實(shí)際中，由于在混聯(lián)電路中，不同逆變單元中采用的器件不一樣，為了充分利用器件的開關(guān)特性，因此調(diào)制波不變，而載波的頻率可以設(shè)置的不一樣，大功率器件采用較低頻率的載波，較小功率的器件采用較高頻率的載波，如圖12(b)所示。這樣既充分利用了器件，又提高了輸出波形質(zhì)量。

3.4 開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法(switch frequency optimal—sfopwm)
開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法與shpwm法類似，這種方法，它們的載波要求相同，但sfopwm的正弦調(diào)制波中注入了零序分量，使調(diào)制比增大。對于一個(gè)三相系統(tǒng)，這個(gè)零序分量是三相正弦波瞬態(tài)最大最小值的平均值。所以sfopwm法的調(diào)制波是通常的三相正弦波減去零序分量后所得到的波形，零序分量和三相調(diào)制波的計(jì)算公式如下：
vzero=(max(va，vb，vc)+min(va，vb，vc))/2
va*=va-vzero
vb*=vb-vzero
vc*=vc-vzero

該方法只適用于三相系統(tǒng)，因?yàn)樽⑷氲牧阈蚍至吭趩蜗嘞到y(tǒng)統(tǒng)中無法相互抵消，從而在輸出波形中存在三次諧波，如圖13所示。也有人把開關(guān)頻率優(yōu)化pwm法和三角波移相pwm法結(jié)合產(chǎn)生新的ps-sfopwm法，該法特點(diǎn)：在相同的開關(guān)頻率下，等效開關(guān)頻率提高了很多倍，因而諧波大大減小，電壓調(diào)制比提高了1.15倍。

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3.5 直接脈寬調(diào)制法
根據(jù)三相參考電壓直接確定在一個(gè)控制周期內(nèi)的開關(guān)函數(shù)，并計(jì)算各個(gè)開關(guān)函數(shù)的作用時(shí)間，最后合成逆變器的pwm脈沖輸出。

特點(diǎn)：不需定義載波信號和空間電壓矢量，與前幾種方法相比，算法簡單，數(shù)字實(shí)現(xiàn)容易，占機(jī)內(nèi)存小，在原理上體現(xiàn)了pwm的伏秒平均等效原則。這種方法適合于各種電平，電平數(shù)的增加并不增加算法的復(fù)雜性和計(jì)算量，且不受拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的限制。

3.6 多電平最優(yōu)空間電壓矢量法
不管多電平的電平數(shù)為多少，首先借助于電平圓整的方法，將成百上千的待選矢量限制在接近于參考矢量的8個(gè)矢量，然后將這8個(gè)矢量與參考矢量逐一對比，最接近的參考矢量既為最優(yōu)空間矢量，從而得到三相最優(yōu)電平輸出。

該法特點(diǎn)：微機(jī)執(zhí)行的時(shí)間與電平數(shù)無關(guān)。當(dāng)電壓較高時(shí)，電平數(shù)較多有較大優(yōu)勢，開關(guān)頻率低，線電壓總諧波含量低，優(yōu)于多載波pwm法。

3.7 混合pwm法
本方法主要針對非對稱混聯(lián)逆變電路。為了實(shí)現(xiàn)輸出電壓波形的連續(xù)調(diào)幅，需要對多電平電路進(jìn)行pwm控制。同時(shí)為了降低脈沖階躍幅度帶來的電磁干擾，連續(xù)調(diào)幅時(shí)產(chǎn)生的脈沖不超過1v。圖14為23型3級h橋非對稱混聯(lián)逆變電路(三個(gè)級聯(lián)單元的直流電壓比為1:2：4)的混合pwm調(diào)制方法示意圖。首先對電壓為2v和4v單元按圖14(a)中的iii、iv波形進(jìn)行驅(qū)動，然后將i中正弦調(diào)制波和iii、iv波形相減，得到1v單元的調(diào)制波ii。再用ii和三角載波進(jìn)行調(diào)制，形成1v單元的pwm驅(qū)動波形，如圖14(b)所示。顯然，該法只對1v單元進(jìn)行了pwm調(diào)制，因此在選擇器件時(shí)，就可以在2v和4v單元使用低頻大功率器件，如igct;而在1v的pwm單元采用高頻小功率器件。

文章同時(shí)對該法的擴(kuò)展進(jìn)行了研究，為了降低脈沖階躍帶來的電磁干擾及消除高次諧波，提出了“1+33”或“2+33”等混聯(lián)逆變電路實(shí)現(xiàn)方案。

4 級聯(lián)多電平逆變器的其他問題

4.1 級聯(lián)多電平逆變器的功率平衡
在多橋串聯(lián)的級聯(lián)對稱逆變器中，從長期運(yùn)行的角度看，各逆變單元的功率平衡，將影響裝置的可靠性。為使各逆變單元工作應(yīng)力平衡，需要對其相應(yīng)的脈沖循環(huán)進(jìn)行研究。以下研究假設(shè)串聯(lián)逆變單元數(shù)為k。

(1) 循環(huán)變換階梯調(diào)制法
它就是傳統(tǒng)的等周期循環(huán)法。在相鄰的k個(gè)控制周期中，對一相各串聯(lián)單元的控制脈沖進(jìn)行輪換，以保證各單元功率平衡。其輸出脈沖在一個(gè)控制周期中總是中心對稱如圖15(a)所示，h1、h2和h3代表三個(gè)串聯(lián)h橋。圖15(b)所示為k=3時(shí)傳統(tǒng)等周期循環(huán)法的工作示意圖及一個(gè)完整的循環(huán)周期(三個(gè)周期)的開關(guān)次數(shù)。顯然采用這種方式，功率器件的開關(guān)次數(shù)多。

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(2) 旋轉(zhuǎn)變換階梯調(diào)制法
也稱錯(cuò)位等周期循環(huán)法。它通過改變各串聯(lián)逆變單元的控制脈沖和循環(huán)次序使得在兩個(gè)控制周期切換時(shí)，所有功率器件不動作，大大減少開關(guān)次數(shù)。其輸出脈沖在一個(gè)控制周期中或者從控制周期的起點(diǎn)開始，或者在控制周期的終點(diǎn)結(jié)束。如圖16所示，其中k=3。

顯然這種方法既平衡了功率，又減少了開關(guān)次數(shù)，降低了器件的開關(guān)損耗，很適用于大功率應(yīng)用。有些文章在此基礎(chǔ)上進(jìn)行深入研究，提出了最小化管子的開關(guān)時(shí)刻的方法來優(yōu)化輸出波形，以及限制直流電容上的電壓脈動。與傳統(tǒng)算法相比，這種算法自由度少，控制效果好。除了上述方法外，還有等基波周期循環(huán)法、半基波周期循環(huán)法等，但它們的開關(guān)次數(shù)都很多，損耗大。

4.2 主從逆變單元的功率分配
有些學(xué)者為非對稱混聯(lián)多電平逆變電路提出了主從逆變單元的概念。主逆變單元(master)就是串聯(lián)連接的逆變器中，直流電壓最高的單元，它承擔(dān)級聯(lián)逆變器大多數(shù)的功率，通常由gto、igct完成，同時(shí)通過dc/dc雙向功率電源向從逆變單元(slave)供電。其它的逆變單元稱為從逆變單元，直流電壓較低，只負(fù)責(zé)完成自己的逆變?nèi)蝿?wù)。圖17所示為(a)(b)(c)(d)分別為4級連接81電平的逆變器主電路、輸出波形、功率分配情況及dc/dc雙向功率電源。

4.3 級聯(lián)多電平逆變器的共模電壓的抑制
逆變器的共模電壓是指負(fù)載中性點(diǎn)與逆變器輸出的等值中性點(diǎn)之間的電壓。在交流調(diào)速中，pwm逆變電路或級聯(lián)型逆變電路在實(shí)際應(yīng)用中都會產(chǎn)生共模電壓。共模電壓在功率器件的高速開關(guān)期間會產(chǎn)生充放電電流。此電流通過電機(jī)內(nèi)部的寄生電容產(chǎn)生流入地線的漏電流。漏電流過大將對電源產(chǎn)生電磁干擾，還會使電機(jī)軸承過早毀壞，從而影響系統(tǒng)運(yùn)行的可靠性。因此，減小和消除共模電壓的研究將極有意義。

文獻(xiàn)[9][36]對在各種不同的控制方法下，級聯(lián)型逆變電路共模電壓的產(chǎn)生機(jī)理、大小進(jìn)行比較，提出了采用電壓胞異相調(diào)制和注入三次諧波等方法，消除共模電壓，同時(shí)并不降低直流電壓利用率。文獻(xiàn)[43]提出了一種新穎的用于消除pwm逆變器輸出共模電壓的有源濾波器。該濾波器由一個(gè)單相逆變五繞組共模變壓器組成，可以產(chǎn)生與pwm逆變器輸出的電壓幅值相等，相位相反的共模電壓，通過五繞組共模變壓器疊加到逆變器的輸出，從而有效消除電機(jī)的共模電壓。

5 結(jié)束語

級聯(lián)多電平逆變電路由于其特有的優(yōu)越性，在電氣工程領(lǐng)域里的應(yīng)用越來越廣泛，特別是在高壓領(lǐng)域里。本文從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、控制方法和功率分配等角度對現(xiàn)有的文章內(nèi)容進(jìn)行歸納總結(jié)。