中心議題:
- 初級(jí)端和次級(jí)端電源模塊的運(yùn)用
- 連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)功率因數(shù)校正
解決方案:
- 整流器的傳導(dǎo)損耗必須最小化
- 提高電源效率的方法之一是采用零電壓開關(guān)拓?fù)?/strong>
- AC-DC電源中的諧振網(wǎng)絡(luò)采用一個(gè)變壓器
工業(yè)電源必需滿足一些特殊的要求,如低功耗(以減輕機(jī)箱冷卻方面的負(fù)擔(dān))、高功率密度(以減小空間要求)、高可靠性和高耐用性,以及其它在普通電源中不常見的特性,如易于并聯(lián)、遙控和某些過載保護(hù)功能等。同時(shí),它對EMI和穩(wěn)定性的要求也比其它應(yīng)用更為嚴(yán)格。
本文詳細(xì)分析了一個(gè)400W電源的設(shè)計(jì)實(shí)例,闡釋了初級(jí)端和次級(jí)端電源模塊的運(yùn)用,以及其它提高性能的方法。除了在電氣方面的改進(jìn)外,模塊還采用統(tǒng)一的外形尺寸,便于實(shí)現(xiàn)精細(xì)緊湊的機(jī)械設(shè)計(jì)并減少安裝和物流成本。事實(shí)上,兩個(gè)模塊可具有不同額定功率,從而大大縮短了上市時(shí)間。
功率因數(shù)校正級(jí)(PFC),加上總線或DC鏈路電容,對于許多無法單獨(dú)優(yōu)化的不同因素來說是十分關(guān)鍵的?,F(xiàn)在,大部分電源都采用了有源PFC電路,亦即升壓轉(zhuǎn)換器,確保輸入電流與輸入電壓同相,使輸入端的正弦波失真最小化,從而減小傳導(dǎo)EMI,實(shí)現(xiàn)寬輸入范圍(85VAC~265VAC)。
而且,這個(gè)升壓轉(zhuǎn)換器會(huì)根據(jù)輸入電壓調(diào)節(jié)自己的占空比和輸入電流,并把總線電容的電壓調(diào)節(jié)到350V~400V。然而,如果升壓轉(zhuǎn)換器不是有源的(例如在啟動(dòng)狀態(tài)),電流可能流經(jīng)輸入整流器,進(jìn)入升壓電感和二極管,再到空的總線電容,最終產(chǎn)生很大的浪涌電流。要避免這一問題,需要額外的限流電路,否則可能觸發(fā)電網(wǎng)熔絲。在高可靠性或關(guān)鍵任務(wù)應(yīng)用中,由于對保持時(shí)間和節(jié)電保護(hù)的要求更嚴(yán)格,因此總線電容必須增大,這使得浪涌電流變得更大。
在某些情況下,需要一個(gè)NTC電阻,但在“熱”啟動(dòng)(如停電)時(shí),NTC仍然很熱,不能提供保護(hù)。根據(jù)DIN-EN61204標(biāo)準(zhǔn),測試方法針對兩種情況:70%的額定輸入電壓,20ms;以及40%的額定輸入電壓,100mS。第二種情況對沒有有源PFC的電源而言可謂相當(dāng)棘手。
脈寬調(diào)制級(jí)(PWM)是主要的轉(zhuǎn)換器級(jí)。其中DC電壓被斬波為更高頻率的方波,因此利用更小的變壓器就可以轉(zhuǎn)換到另一個(gè)電壓級(jí)并提供隔離。并非所有的拓?fù)涠疾捎谜伎毡茸兓姆讲?,有些拓?fù)洳捎玫氖亲冾l,還有的則是改變兩個(gè)脈沖序列之間的相位。這一級(jí)主要確定轉(zhuǎn)換器的效率和負(fù)載調(diào)節(jié)。轉(zhuǎn)換器效率十分重要,首先它關(guān)系電源的運(yùn)行成本;其次是必須通過機(jī)箱冷卻來散除產(chǎn)生的熱量;第三是熱組件越大,就越昂貴,占用空間也越大。這三個(gè)因素與電源的使用壽命成本關(guān)系重大。
圖1工業(yè)電源的各個(gè)不同級(jí)及每級(jí)的主要特性
轉(zhuǎn)換器拓?fù)涞倪x擇對效率和輻射EMI都至關(guān)重要,因?yàn)楣β书_關(guān)越傾向于硬開關(guān),產(chǎn)生的dI/dt和dV/dt就很大,同時(shí)電流和電壓就越高,這會(huì)導(dǎo)致開關(guān)頻率諧波的大量產(chǎn)生。在各種拓?fù)渲校C振或準(zhǔn)諧振拓?fù)涠碱H具優(yōu)勢但較難設(shè)計(jì),尤其是諧振拓?fù)?,很難在寬泛的負(fù)載范圍上實(shí)現(xiàn)。下文中描述的LLC拓?fù)渚哂性趯捸?fù)載范圍內(nèi)有限的開關(guān)頻率變化以及軟開關(guān),很容易解決這一問題。[page]
PWM級(jí)也是所有必須保護(hù)功能的核心所在。在電流模式轉(zhuǎn)換器的情況下,逐周期限流器可保護(hù)電源免受大部分輸出問題的傷害,這些問題通常與熱關(guān)斷有關(guān)。
同步整流級(jí)(SR)把變壓器產(chǎn)生的交流電壓轉(zhuǎn)換回直流電壓。由于電壓很低,電流往往相當(dāng)高,故整流器的傳導(dǎo)損耗必須最小化。若采用硅PN結(jié)二極管可以獲得0.7V的正向電壓,則采用肖特基二極管可達(dá)到0.4V。要獲得更低的電壓級(jí)就需采用MOSFET,這時(shí)電壓級(jí)由導(dǎo)通阻抗RDS(ON)和輸出電流決定,且比前兩種情況要低得多。但因?yàn)镸OSFET是有源器件,故需要一個(gè)適當(dāng)?shù)臇艠O驅(qū)動(dòng)信號(hào)來完成,如果設(shè)計(jì)良好,這一級(jí)的功耗可大幅度減小,從而進(jìn)一步提高效率。此外,利用先進(jìn)的低電感封裝技術(shù),設(shè)計(jì)還可以非常緊湊耐用。
連續(xù)傳導(dǎo)模式(CCM)功率因數(shù)校正
輸入整流器(圖2中沒有EMI濾波器)產(chǎn)生的輸入電壓被饋入到PFC電感中,此時(shí)后者的次級(jí)線圈為PFC控制IC提供供電電壓。電感前面的電阻/電容網(wǎng)絡(luò)可對輸入電壓進(jìn)行采樣。電感之后是帶柵極保護(hù)電路的電源開關(guān),PFC整流器為StealthTM二極管。接下來使用一個(gè)電阻分壓器來感測和調(diào)節(jié)PFC級(jí)的輸出電壓,反饋回路至此結(jié)束。總線電容也如圖2所示,而二極管D1是一個(gè)額外的保護(hù)器件。
圖2PFC級(jí)的原理示意圖
這里采用的控制器是FAN4810,該器件包含了先進(jìn)的平均電流“升壓”型功率因數(shù)校正實(shí)現(xiàn)電路,電源因此能夠完全滿足IEC1000-3-2規(guī)范的要求。它還包含了TriFaultDetect功能,有利于確保不會(huì)因PFC中單個(gè)組件的故障造成不安全事件。1A的柵極驅(qū)動(dòng)器又極大降低了對外部驅(qū)動(dòng)器電路的需求。
此外,它的功率要求很低,既提高了效率也降低了組件成本。該P(yáng)FC還帶有峰值限流、輸入電壓中斷保護(hù)功能,還有一個(gè)過壓比較器,可在發(fā)生負(fù)載突然減小事件時(shí)關(guān)斷PFC部分。時(shí)鐘輸出信號(hào)可用來同步下游的PWM級(jí),以減少系統(tǒng)噪聲。圖3中,綠色曲線的較厚區(qū)域代表電流紋波,PFCIC在峰值輸入電壓下消耗電流較多,過零時(shí)沒有電流。粉色曲線代表整流器輸入電壓,藍(lán)色曲線為輸出電壓。
圖3CCMPFC的行為[page]
LLC拓?fù)?/strong>
提高電源效率的方法之一是采用零電壓開關(guān)拓?fù)洹T谶@種拓?fù)渲?,電路中的電源開關(guān)在電壓極低時(shí)導(dǎo)通。對于鉗位感應(yīng)開關(guān)MOSFET,導(dǎo)通損耗PONLOSS可由下式粗略求得:
IL為流經(jīng)MOSFET的負(fù)載電流,VDS(SW)為MOSFET導(dǎo)通前的漏源電壓,tON為導(dǎo)通時(shí)間,而fSW則為開關(guān)頻率。
在硬開關(guān)拓?fù)渲?,VDS(SW)是總線電壓,對帶有PFC前端級(jí)的應(yīng)用來說一般約為400V。對于零電壓開關(guān),該電壓被降至MOSFET二極管的正向電壓降,在1V左右,從而極大地減小了導(dǎo)通開關(guān)損耗。
圖4所示為LLC諧振轉(zhuǎn)換器的模塊示意圖。其核心組件是諧振網(wǎng)絡(luò),在輸入端電壓波形和流入輸入端的電流之間產(chǎn)生相位滯后,加載在輸入端的電壓波形是方波,利用半橋或全橋電路很容易就可以從PFC輸出電壓中產(chǎn)生。
圖4LLC諧振轉(zhuǎn)換器模塊示意圖和零電壓開關(guān)波形
如果忽略橋式電路中死區(qū)時(shí)間效應(yīng)以及更高階諧波的出現(xiàn),那么流入諧振網(wǎng)絡(luò)的電流可近似表示為正弦波。由于流入諧振電路的電流滯后于電壓基波,當(dāng)MOSFET處于導(dǎo)通狀態(tài)時(shí),電流從兩個(gè)方向流入,如圖4所示。MOSFET在電流流經(jīng)體二極管時(shí)導(dǎo)通,導(dǎo)致“零”電壓開關(guān)。這種方法帶來的一個(gè)額外好處是導(dǎo)通時(shí)產(chǎn)生的EMI較低,這是因?yàn)楦遜v/dt和di/dt轉(zhuǎn)換時(shí)間要短得多,而且通常沒有標(biāo)準(zhǔn)硬開關(guān)應(yīng)用中不可避免的反向恢復(fù)效應(yīng)。
由于諧振電路的輸出是周期性的,因此需要對之進(jìn)行整流。這可以采用如圖4所示的全波整流器或一個(gè)帶中心抽頭(centre-tap)的整流器來完成。
最后,AC-DC電源中的諧振網(wǎng)絡(luò)基本上都會(huì)采用一個(gè)變壓器。該變壓器執(zhí)行兩項(xiàng)任務(wù):其一是提供初級(jí)端和次級(jí)端之間必需的安全隔離;其二是通過它的匝數(shù)比控制電源的總體電壓轉(zhuǎn)換比率。
為了避免Q1和Q2同時(shí)導(dǎo)通的風(fēng)險(xiǎn),需要一定的死區(qū)時(shí)間。以Q1的關(guān)斷波形為例。流經(jīng)開關(guān)的電流很大,接近峰值電流。關(guān)斷期間的電壓擺幅為滿總線電壓,因此關(guān)斷步驟是無損耗的。
要確保Q2的零電壓開關(guān),Q1的漏源電容完全充電十分重要,這意味著充電時(shí)間不應(yīng)該超過死區(qū)時(shí)間。若總線電壓為VBUS,開關(guān)時(shí)電流為ISW,有效漏源電容為CDSeff,則電容的充電時(shí)間tSW可由下式計(jì)算出:
VBUS由設(shè)計(jì)條件事先確定。如果CDSeff為零,Q2就會(huì)如預(yù)期地實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。如果CDSeff非常大,Q2為硬開關(guān)工作。輕載下ISW很小,當(dāng)負(fù)載足夠小時(shí),最終也會(huì)發(fā)生Q2硬開關(guān)。
有時(shí)可為每個(gè)MOSFET并聯(lián)一個(gè)電容。如果其容量選擇適當(dāng),就可以降低關(guān)斷損耗,同時(shí)又不影響較輕負(fù)載下的零電壓開關(guān)性能。
LLC諧振轉(zhuǎn)換器是讓諧振轉(zhuǎn)換器與一個(gè)電感串聯(lián)。這樣一來,諧振電路中就有兩個(gè)電感和一個(gè)電容,故名為L-L-C。圖5顯示了一個(gè)實(shí)例電路的增益特性。
圖5LLC諧振轉(zhuǎn)換器增益曲線實(shí)例在工作區(qū)域,電壓增益首先隨著頻率的增加而降低,這確保了零電壓開關(guān)所需的相位滯后??刂齐娐吠ㄟ^改變頻率來改變系統(tǒng)增益。最小增益和最大增益之間的差距相當(dāng)小,因此諧振轉(zhuǎn)換器需要很窄的DC電壓輸入范圍。在這個(gè)電源設(shè)計(jì)中,由PFC級(jí)提供窄輸入電壓范圍,建議采用連續(xù)傳導(dǎo)模式PFC級(jí)。[page]
利用PFC級(jí),LLC轉(zhuǎn)換器的輸入可設(shè)置在400V左右。如果所需輸出電壓為12V、匝數(shù)比為40:1,則額定負(fù)載下需要1.2的DC增益。無論負(fù)載情況如何,頻率始終不變。
為便于說明,假設(shè)輸入電壓提高到480V,則控制電路需把增益降至1.0,以保持12V的輸出電壓。在這種情況下,頻率會(huì)在115kHz(滿負(fù)載)和130kHz(20%負(fù)載)之間變化,從圖中可看出何時(shí)決定不同負(fù)載下的增益曲線與增益為1.0的線在哪個(gè)頻率下相交。利用前述應(yīng)用中采用的前端PFC級(jí),在缺輸入半波的情況下需要一些額外的增益,即所謂的“保持”時(shí)間要求。
同步整流
次級(jí)端的同步整流級(jí)是利用新的FPP06R001模塊來構(gòu)建的,如圖6所示。
圖6同步整流器模塊如何連接在變壓器的次級(jí)端上
用來調(diào)整次級(jí)電壓的二極管通常由MOSFET代替,該模塊包含了柵極驅(qū)動(dòng)器和功率MOSFET,采用外引腳極寬的小型單列直插封裝,可減小寄生電感和電阻。
利用模塊來代替分立式組件可以提高效率、減小EMI并簡化總體設(shè)計(jì)。模塊中MOSFET的RDS(ON)比分立式解決方案中的小10%,總體封裝阻抗小16%,振鈴因此減少,從而減小了EMI。柵極驅(qū)動(dòng)器回路的尺寸很小,這又進(jìn)一步減小了EMI輻射,增強(qiáng)了抗干擾能力,尤其是對漏極上的dv/dt干擾。由于兩個(gè)棘手回路的布局都已在模塊內(nèi)完成,所以對設(shè)計(jì)人員而言總體設(shè)計(jì)變得較簡單。
圖7解釋了讓柵極驅(qū)動(dòng)器靠近功率MOSFET為什么如此有用。柵極驅(qū)動(dòng)器的非零輸出阻抗ZDRV必須通過寄生阻抗Zstray1和Zstray2,以及柵極阻抗Rg來控制MOSFET,尤其是關(guān)斷。這時(shí),漏極上的高dV/dt加上柵極路徑上的高阻抗,可能引起MOSFET的寄生導(dǎo)通。而利用極短的連線和功能強(qiáng)大的柵極驅(qū)動(dòng)器,幾乎可以實(shí)現(xiàn)完美的開關(guān)。
圖7柵極驅(qū)動(dòng)器電路中的寄生阻抗
通過分析功率MOSFET上的電壓級(jí),可以創(chuàng)建柵極驅(qū)動(dòng)器信號(hào),確定開關(guān)導(dǎo)通的準(zhǔn)確時(shí)序。一旦完全導(dǎo)通,開關(guān)上的電壓降可利用公式RDSON×IOUT算出,因此RDSON越低,電壓降就越低,功耗也越低(這時(shí)開關(guān)損耗忽略不計(jì))。確定正確的功率開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間是非常重要的,這樣就可避免體二極管的傳導(dǎo),后者會(huì)造成電流換向,最終增大電壓降。
下表比較了在輸出功率為400W(24V,17A)、結(jié)溫為100℃時(shí),采用不同整流器獲得的結(jié)果:
有意思的是,輸出整流器的功耗只與輸出電流有關(guān),而與輸出電壓無關(guān)。輸出電流越高,同步整流解決方案就越有優(yōu)勢。肖特基二極管的實(shí)際限制在10A左右,超出這個(gè)限值,整流器的功耗會(huì)變得相當(dāng)大,這是因?yàn)檎螂妷涸谀撤N程度上依賴于電流。不過,對于較高的輸出電壓,肖特基二極管可能更好,因?yàn)殡娏鞲〔⑶覠o需驅(qū)動(dòng)電路。
電源系統(tǒng)
在歐盟指令下,一種新的電源效率測量方法已被采用,可在25%、50%、75%和100%的額度輸出功率下對輸入輸出功率進(jìn)行測量。利用這種方法,電源效率可達(dá)到93.8%。
圖8初級(jí)端和次級(jí)端模塊采用相同的尺寸,有利于實(shí)現(xiàn)非常精細(xì)的機(jī)械解決方案