中心議題：
- 大功率LED驅(qū)動電路原理與設(shè)計
解決方案：
- EMI模塊設(shè)計
- PFC變換器設(shè)計
- DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計
1 原理與設(shè)計
本文所設(shè)計電路主要分為EMI模塊、PFC變換器和DC/DC變換器三個部分，其中EMI模塊采用雙環(huán)濾波，達(dá)到了較理想的效果；采用飛兆FAN6961芯片作為PFC變換器的控制芯片，使用Boost變換，使功率因數(shù)得到提高；DC/DC變換器采用LLC諧振，以FSFR2100為控制器件，達(dá)到了較高的效率，其基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。
圖1 驅(qū)動電源設(shè)計結(jié)構(gòu)
1.1 EMI模塊
開關(guān)電源的干擾信號按傳導(dǎo)模式可分為共模干擾信號和差模干擾信號。根絕其特點(diǎn)可粗略地劃分為三個頻段：0.15~0.5MHz差模干擾為主；0.5~5MHz差、共模干擾共存；5~30MHz共模干擾為主。在設(shè)計時，如果哪個頻段不達(dá)標(biāo)，可針對該頻段加強(qiáng)濾波效果。例如在0.15~0.5MHz頻段不達(dá)標(biāo)，可以加強(qiáng)差模干擾信號的抑制，增大電容Cx的值或添加差模扼流圈；如在5~30MHz頻段不達(dá)標(biāo)，可以加強(qiáng)共模干擾信號的抑制，增大Cy的值或增加共模濾波的級數(shù)。在抑制干擾信號時，重點(diǎn)還是放在共模干擾信號的抑制上。
圖2 雙環(huán)EMI濾波器
1.2 PFC變換器設(shè)計
1.2.1 Boost變換工作原理
Boost變換器亦稱并聯(lián)開關(guān)變換器。當(dāng)驅(qū)動控制信號使開關(guān)晶體管VT導(dǎo)通時，能量從輸入電源輸入，并存儲于電感L中，二極管VD反偏，負(fù)載由濾波電容C供給能量。
當(dāng)VT截止時，電感L中的電流不能突變，它所產(chǎn)生的感應(yīng)電勢阻止電流減小，電勢的極性左負(fù)右正。二極管VD導(dǎo)通，電感中儲存的能量通過二極管VD流入電容C，并供給負(fù)載。
圖3 Boost變換器電路結(jié)構(gòu)
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1.2.2 基于Boost的PFC變換器設(shè)計
我們可以看出在開關(guān)管導(dǎo)通期間，電感電壓等于輸入電壓，電感電流隨之線性增加，二極管D1截止，輔助繞組的電壓隨之增加，電流檢測電阻的電壓線性上升；當(dāng)導(dǎo)通時間到達(dá)Ton時，開關(guān)管斷開。當(dāng)開關(guān)管斷開時，電感電壓降低，電感電流通過二極管D1流向負(fù)載，輔助繞組的電壓隨之降低，電流檢測電阻上無電流流過，開關(guān)管再次開通前，電流檢測電阻上電壓已經(jīng)為0；而零電流檢測端電壓波形與開關(guān)管驅(qū)動波形的脈沖剛好相反，當(dāng)零電流檢測端電壓將為0時，開關(guān)管又開始導(dǎo)通，新一輪的周期開始?？梢钥闯鲭娐饭ぷ髟谂R界導(dǎo)電模式下。
圖4 FAN6961的外圍電路
由下式我們得出開關(guān)管S的電流應(yīng)力為：1.93A。
式1
由于PFC級輸出電壓范圍為400± 20V， 所以V0_max=420V， 考慮選擇PDPF20N50開關(guān)晶體管（VDS=500V, ID＝12.9A, RDS（on）=0.2Ω）。
為了減少噪音，Boost變換器的開關(guān)頻率要做到盡量低，但又必須大于20kHz（低于20kHz人耳能夠聽到）。本研究中設(shè)fmin=40kHz，此時輸入電壓的有效值VRMS＝265V，Vin＝√2VRMS＝374V，V0＝400V，輸入功率Pin＝P0/η＝150/0.85=176.5W。代入下式得：L=220H。
式2
選擇電感L=220H, 選取PQ3230為磁芯，各項(xiàng)參數(shù)查表知道，磁芯有效面積Ae＝161mm2，AL＝5140nH/N2，Le＝7.46cm，磁芯的最高工作磁密Bs＝0.32T，電感的峰值感應(yīng)電流：
式3
電感的匝數(shù)由式（4）決定：
式4
對上式結(jié)果取整，定匝數(shù)為26。
Boost變換器的控制芯片為FAN6961，需要一輔助繞組，根據(jù)FAN6961的使用說明可知其匝數(shù)由式（5）決定：
式5
對上式取整，該輔助繞組的匝數(shù)為3 。
在PFC電路中，通常在整流橋的輸出端接一個小電容，主要用來濾除輸入端的高頻噪音，其容量一般很小。它的取值具有下限值和上限值，其下限值由輸入濾波電容的最大電壓紋波決定，其上限值則由輸入電流與輸入電壓的偏移角決定。
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Vin（min）＝√2Vin_RMS_min＝120V，根據(jù)參考文獻(xiàn)可知ΔVci（max）一般取最小輸入電壓峰值處5%。ΔVci（max）＝5%Vin（min）＝6V，L=220H，Pin＝P0/η＝150/0.85=176.5W，V0＝400V，cosβ＝0.9，ω＝100π。代入下式：
式6
式7
由上式可得Cin min＝0.67μF，Cin max＝3.89μF；本文實(shí)驗(yàn)選擇輸入電容684/630V。
將Vmax＝ΔVci（max）/2＝3V，f＝50Hz，f=50Hz，I0＝P0/V0＝0.375A代入下式：
式8
得：C0 min＝199μF，考慮到最大輸出電壓為420V，因此在該實(shí)驗(yàn)中，選取容量220、耐壓450V的電解電容?！ ?br />
1.3 DC/DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計
1.3.1 基于LLC諧振的DC/DC變換器
LLC諧振變換器優(yōu)于常規(guī)串聯(lián)諧振變換器和并聯(lián)諧振變換器。首先，它可以在輸入和負(fù)載大范圍變化的情況下調(diào)節(jié)輸出，同時開關(guān)頻率變化相對很小。第二，它可以在整個運(yùn)行范圍內(nèi)，實(shí)現(xiàn)零電壓切換（ZVS），從而降低了開關(guān)損耗，提高效率。最后，所有寄生元件，包括所有半導(dǎo)體器件的結(jié)電容和變壓器的漏磁電感和激磁電感，都是用來實(shí)現(xiàn)ZVS的。
圖5所示為LLC諧振變換器的工作原理圖，LLC諧振轉(zhuǎn)換器一般包含一個帶MOSFET的控制器（本文采用FSFR2100作為控制器）、一個諧振網(wǎng)絡(luò)和一個整流網(wǎng)絡(luò)。
圖5 LLC諧振變換器工作原理圖
FSFR2100以50%的占空比交替驅(qū)動兩個MOSFET，隨負(fù)載變化而改變工作頻率，調(diào)節(jié)輸出電壓。諧振網(wǎng)絡(luò)包括兩個諧振電感和一個諧振電容。諧振電感Ls、Lm與諧振電容Cs主要作為一個分壓器，其阻抗隨工作頻率而變化從而獲得所需的輸出電壓。整流網(wǎng)絡(luò)對諧振網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生的正弦波形進(jìn)行整流，然后傳輸?shù)捷敵黾墶?br />
1.3.2 LLC諧振各參數(shù)計算
由公式最小電壓增益
其中K取8，則最小電壓增益為：
式9
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如圖6所示。
圖6 最小電壓增益
知PFC級輸出電壓為
=405V，經(jīng)查得變壓器輸出端整流二極管FFPF12UP2ODN壓降VF=1.15V，要求輸出電壓V0=50V則變壓器匝數(shù)比n為：
式10
對于同樣的規(guī)格，諧振電感和電容都可以取不同的數(shù)值，在這里Cr的取值有個下限，Cr的數(shù)值需使得串聯(lián)的諧振槽可以恒定增益區(qū)間的工作，而選擇較大的Cr會使得Cr上的電壓應(yīng)力降低。這樣帶來的問題是使得諧振槽的阻抗降低，這會影響短路時的性能。當(dāng)諧振槽阻抗降低時，則會使短路時電流變大，而且為了限制短路電流，會需要更高的開關(guān)頻率。這里選擇為22nF耐壓630V的電容。
由公式
推導(dǎo)出：
式11
圖7 LLC諧振變換器的典型增益曲線（k=8）
如圖7振蕩器的典型電壓增益曲線所示，選取諧振頻率為102kHz，并且在上一步中已經(jīng)得出Cr=22nF，將這兩個參數(shù)代入式（11）就可以得到：
式12
將k=8，Lr＝110μH代入式（13）：
式13
得：
式14
變壓器的磁芯選擇為EER3542（Ae＝107mm2）磁芯，從圖7所示的增益曲線得到最小開關(guān)頻率為77kHz，則變壓器的初級最小線圈數(shù)為：
式15
選擇次級線圈匝數(shù)為8 則初級線圈匝數(shù)為
成立，故變壓器的線圈匝數(shù)為：初級NP=36Ts，次級Ns=8Ts。
2 結(jié)語
本文所設(shè)計的大功率LED驅(qū)動電路所用到的元件較少，電路簡單，創(chuàng)新性地利用FAN6961芯片將Boost電路和PFC模塊相結(jié)合，并采用LLC諧振變換器，在保證較高效率的同時達(dá)到了較高的功率因數(shù)，大大減輕了電磁干擾，安全可靠。
