在電力電子系統(tǒng)中，MOSFET，二極管等器件在高頻開關(guān)過程中會(huì)產(chǎn)生高dv/dt節(jié)點(diǎn)與高di/dt環(huán)路，這些是EMI產(chǎn)生的根本原因。而傳導(dǎo)EMI噪聲可通過纜線或其他導(dǎo)體傳到受害設(shè)備。一些測試標(biāo)準(zhǔn)(如CISPR22，EN55032/22等)規(guī)定了其限值。

 

傳導(dǎo)EMI可根據(jù)傳播途徑的不同分為兩類：差模和共模。差模噪聲(DM)主要在兩條線間流動(dòng)，而共模電流則可通過設(shè)備對地的雜散電容以位移電流的形式流到地上，再流回電網(wǎng)。這兩種噪聲的傳播途徑和抑制機(jī)理不同。在測量中，我們可以使用噪聲分離器來得到它們，據(jù)此就可知道造成EMI超標(biāo)的原因到底是差模還是共模噪聲。值得一提的是，對于隔離型的變換器來說，其變壓器設(shè)計(jì)針對的是共模噪聲。下圖表示了一個(gè)反激變換器中的共模噪聲路徑。

 

Fig. 2. 反激變換器中的共模噪聲通路。

 

在反激變換器中，共模電流一般有兩條路徑。一是從原邊MOS管的漏級通過對地的雜散電容流到參考地上，并通過接在設(shè)備和參考地之間的LISNs流回被測設(shè)備;二是通過變壓器流到副邊，再通過副邊對地的雜散電容流到參考地，最終回到被測設(shè)備。對于第一條通路，在很多情況中，由于MOS有自身散熱器，通過把散熱器接地即可將共模電流引回原邊地而不會(huì)產(chǎn)生噪聲。這時(shí)，變壓器的設(shè)計(jì)對于共模電流的抑制就至關(guān)重要。

 

變壓器與反激變換器建模

 

Fig. 3. 傳統(tǒng)兩繞組變壓器模型。

 

傳統(tǒng)變壓器的建模一般是在每兩個(gè)節(jié)點(diǎn)之間連接雜散電容。同時(shí)，因?yàn)樵边呺妷嚎梢杂脙蓚€(gè)有線性關(guān)系的電壓源等效，適當(dāng)化簡后剩下四個(gè)電容。然而，在實(shí)際電路中，通常我們會(huì)使用多繞組變壓器，比如需要給芯片供電的輔助繞組，多個(gè)輸出繞組等等。這時(shí)，模型會(huì)變得非常復(fù)雜，因此，對變壓器進(jìn)行建模和簡化很有實(shí)際意義。

 

Fig. 4. 多繞組變壓器及其兩電容模型。

 

由于繞組電壓的線性關(guān)系，通過推導(dǎo)可得出，僅用一個(gè)電壓源以及兩個(gè)等效電容即可表征它的共模特性。電壓源即為原邊繞組上的電壓，而兩個(gè)等效電容的和是變壓器原副邊之間的總電容，它們分別表示產(chǎn)生和不產(chǎn)生共模電流的電容。

 

在得到了變壓器模型之后，我們將把它放在反激變換器中來得到EMI模型。EMI建模的第一步是把開關(guān)用電流源或電壓源進(jìn)行等效，等效之后，電路各處的電流和電壓依然不變。然后可以使用疊加定理來具體分析每一個(gè)源的影響。對于反激變換器，在變壓器漏感影響不顯著的前提下，實(shí)際上對起到作用的源只有原邊MOS管兩端的電壓。因此，我們可以得到最終如下圖示的模型。ZED代表共模濾波器阻抗，Cy代表原副邊之間的Y電容，ZSG代表副邊地對地的寄生阻抗。

 

Fig. 5. 反激變換器共模EMI噪聲模型

 

根據(jù)模型可以知道，解決共模噪聲的主要途徑是增大共模濾波器，增加Y電容以及通過變壓器設(shè)計(jì)來減小CBD的影響。其中，增加共模濾波器意味著體積更大，增加Y電容會(huì)增大漏電流，因此，最佳方案則為變壓器的優(yōu)化。

 

通過跨接電容減小EMI

 

對變壓器的優(yōu)化，核心問題將產(chǎn)生噪聲的等效電容減小至零。那么如何來減小呢?首先我們需要有一種方便的方法來得到兩個(gè)等效電容的值。實(shí)際上，總電容可以通過分別將原邊短接，副邊短接，并直接測量原副邊之間阻抗得到;而兩電容的比例可通過在原邊加激勵(lì)，并測量分壓關(guān)系得到。

 

在得到電容的值之后，一個(gè)最直接的補(bǔ)償方法也就呼之欲出了。如果CBD為正，則可在副邊高電位跳動(dòng)點(diǎn)到原邊地直接跨接一個(gè)電容;如果CBD為負(fù)，則可以在原邊高電位和副邊地之間跨接一個(gè)電容。接法如圖6所示。在補(bǔ)償之后，可以再次測量兩電容的值，來判斷是否達(dá)到了理想的補(bǔ)償效果。

 

Fig. 6. 共模EMI噪聲補(bǔ)償電容的接法

 

圖7所示為跨接補(bǔ)償電容將CBD平衡至零之前和之后測量的共模EMI噪聲?？梢园l(fā)現(xiàn)，共模噪聲雖然有一定的改善，但仍未降到非常低的水準(zhǔn)。

 

Fig. 7. 跨接補(bǔ)償電容前后的共模噪聲比較

 

因此，我們有必要分析其他的原因。由于變壓器放置在PCB上，變壓器的磁芯臨近原副邊開關(guān)管的散熱器，除此之外，在變壓器內(nèi)部會(huì)有原邊或者副邊繞組臨近磁芯。因此，會(huì)產(chǎn)生如下圖所示的雜散電容。在EMI頻段，磁芯因?yàn)橛休^高的介電常數(shù)可以近似短路，而共模噪聲將會(huì)通過這些雜散電容進(jìn)行傳播。為了解決這個(gè)問題，可以將磁芯接原邊地，磁芯到原邊地的電容即被短路，而磁芯到副邊地的電容則成為一個(gè)不產(chǎn)生共模噪聲的Y電容。原邊繞組到磁芯的電流會(huì)直接流回原邊地，不經(jīng)過LISN;而為了解決副邊繞組到原邊的電流，可以在繞制的時(shí)候使得副邊繞組不臨近磁芯。

 

Fig. 8. 變壓器磁芯的近場電場耦合與解決方法

 

磁芯可以用銅皮膠帶環(huán)包并引線連到原邊地上。下圖比較了幾種情況的EMI噪聲：原始噪聲，只用平衡電容，平衡電容+不接地屏蔽層，平衡電容+接地屏蔽層。從圖9中可知，屏蔽層不接地是無效的，這也佐證了這個(gè)問題根源是電場的耦合。在接地之后，噪聲可以降低到非常低的水準(zhǔn)。

 

Fig. 9. 變壓器磁芯屏蔽的影響

 

通過變壓器繞組設(shè)計(jì)減小EMI

 

跨接電容雖然可以減小EMI，但是并不是最佳方案，因?yàn)樵黾恿艘粋€(gè)安規(guī)電容的成本，且可能使得原副邊漏電流增大。所以它最好作為變壓器結(jié)構(gòu)不方便再做修改時(shí)的一種解決方案。實(shí)際上，變壓器也可以直接通過繞組設(shè)計(jì)來減小EMI。

 

Fig.10. 變壓器連接及其繞組截面圖示例

 

圖10中，對于相鄰繞組來說，如果認(rèn)為繞組是均勻且緊密繞制的，其總電容(CPS)是可以用間距為d，相對面積為2πrh的平行板電容器來計(jì)算的，其中d為繞組間距，h為繞組高度，r為繞組對磁芯中心的距離。此外，由于繞組兩端的dv/dt已知，若假設(shè)此dv/dt沿繞組均勻變化，則相鄰繞組間流過的共模電流可以積分求得。

 

個(gè)更為簡明的結(jié)論是，相鄰繞組間的共模電流，與相鄰繞組的dv/dt的平均值的差成正比。因此，設(shè)計(jì)時(shí)的原則即是盡量減小相鄰原副邊繞組的dv/dt之差。

 

以圖11中的變壓器為例，我們想要設(shè)計(jì)的變壓器有三層原邊(每層匝數(shù)Np)，一層副邊(匝數(shù)為Ns)和一層輔助繞組(匝數(shù)為Na)，那么我們先可以先畫出所有繞組的壓降。然后我們選取差值最小的兩個(gè)繞組(原邊第一層與輔助繞組)來和副邊臨近。同時(shí)考慮到使用三明治繞法來減小漏感，則得到圖中的繞組結(jié)構(gòu)。

 

Fig.11. 變壓器繞組dV/dt與結(jié)構(gòu)的選擇

 

需要注意的是，圖11中dV/dt的方向和變壓器繞組的極性是有關(guān)系的。而這也會(huì)和電路的拓?fù)溆嘘P(guān)。圖12所示為副邊二極管分別在高側(cè)和低側(cè)時(shí)的繞組dv/dt變化圖，可見，當(dāng)二極管或同步整流管在高側(cè)時(shí)，EMI噪聲更低。

 

Fig.12. 副邊二極管(或同步整流管)在高、低側(cè)的繞組dv/dt示意圖

 

很多情況下，僅僅調(diào)整相鄰繞組的位置并不能讓我們完全平衡EMI。這時(shí)，有兩種方法可以采用，一是傳統(tǒng)方法，即在相鄰的原副邊之間加屏蔽層并將其接地;二是使用補(bǔ)償繞組。補(bǔ)償繞組是一個(gè)一端接地，另一端懸空的繞組。它的優(yōu)勢在于便于自動(dòng)化生產(chǎn)，且相同體積下對EMI的補(bǔ)償能力更強(qiáng)。

 

補(bǔ)償繞組的接法也是比較靈活的，既可以接在原邊也可以接在副邊(接在副邊需要使用三層絕緣線)，圖13給出了兩電容模型中CBD為正值時(shí)的接法：既可以從原邊地開始，以相對原邊的相反極性繞制，也可以從副邊高電位開始，以相對副邊的相同極性繼續(xù)繞制。繞制完成后，可以通過測量兩電容來確定變壓器已經(jīng)達(dá)到平衡。

 

Fig.13. CBD為正時(shí)補(bǔ)償繞組的接法示意圖

 

圖14給出了采用跨接電容和使用帶補(bǔ)償繞組變壓器的反激變換器的共模噪聲對比。從圖中可見，使用補(bǔ)償繞組也可以取得良好的效果，并將共模EMI噪聲降到足夠低的水平。

 

Fig.14. CBD為正時(shí)補(bǔ)償繞組的接法示意圖