【導讀】在前面關(guān)于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了 IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學解析及圖解過程（數(shù)字調(diào)制系列：如何理解 IQ ？、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 基本理論、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 調(diào)制及解調(diào)簡述），闡述了常見的數(shù)字調(diào)制方式，并解釋了為什么經(jīng)過 IQ 調(diào)制器之后帶寬會翻倍的原因。
在前面關(guān)于數(shù)字調(diào)制的文章中分別介紹了 IQ 調(diào)制的基本理論及調(diào)制解調(diào)的數(shù)學解析及圖解過程（數(shù)字調(diào)制系列：如何理解 IQ ？、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 基本理論、數(shù)字調(diào)制系列：IQ 調(diào)制及解調(diào)簡述），闡述了常見的數(shù)字調(diào)制方式，并解釋了為什么經(jīng)過 IQ 調(diào)制器之后帶寬會翻倍的原因。本文將著重介紹模擬 IQ 調(diào)制器的特性，為后面的 IQ 調(diào)制性能驗證測試作準備。
模擬 IQ 調(diào)制器包含 Mixer，在上變頻的過程中，勢必會產(chǎn)生鏡頻產(chǎn)物。當輸出無頻偏信號時，即信號中心頻率與調(diào)制器的 LO 信號頻率相同時，相當于采用的是 Zero-IF 機制，鏡頻產(chǎn)物與信號本身不可分割，即使通過濾波器也無法濾除鏡頻。慶幸的是，采用 IQ 調(diào)制及解調(diào)器，即使存在鏡頻產(chǎn)物，依然可以恢復出原始的 IQ 信號。這也是為什么模擬 IQ 調(diào)制器之后不需要鏡頻抑制濾波器的原因。
由于這種正交架構(gòu)，IQ 調(diào)制器本身是具有一定鏡頻抑制能力的，但是只有在輸出具有一定頻偏的信號時，即信號中心頻率與 LO 信號頻率不同時，才能體現(xiàn)出鏡頻抑制特性。下面將通過一些特殊的基帶 IQ 信號進行解析分析，闡述影響鏡頻抑制特性的因素，及如何改善鏡頻抑制特性。
1. IQ 信號幅度平衡性對鏡頻抑制的影響
IQ 信號幅度不平衡(即幅度不同)，要么是輸入至調(diào)制器的 I 和 Q 信號的幅度不平衡，要么是調(diào)制器具有一定的增益不平衡(即 I 和 Q 兩路的增益不同)，這些都會影響對鏡頻的抑制能力。
令 i(t)=Acoswbt，q(t)=sinwbt，則經(jīng)過 IQ 調(diào)制輸出的射頻信號 s(t)為
s(t)=Acoswbt· coswct - sinwbt · sinwct
積化和差得
s(t)=0.5(A+1)cos(wc+wb)t + 0.5(A-1)cos(wc-wb)t
當 A=1 時，射頻信號中只有上邊帶(wc+wb)分量；
當 A=-1 時，射頻信號中只有下邊帶(wc-wb)分量；
當 A≠±1 時，射頻信號中同時包含上邊帶(wc+wb)和下邊帶(wc-wb)兩個分量。
以上通過解析方式介紹了 IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制特性，其實通過圖解方法也可以清晰簡便地進行說明。下面考慮 A=1 的情況，圖 1 給出了載波信號的傅里葉變換，這是雙邊帶頻譜，基帶信號經(jīng)過 IQ 調(diào)制器實現(xiàn)了頻譜的搬移，圖 2 分別給出了調(diào)制器兩個支路上的頻譜變換情況，最終經(jīng)過合路器合路后，下邊帶分量相互抵消，只剩下上邊帶分量。
圖 1. 載波信號的傅里葉變換(雙邊帶頻譜)
圖 2. IQ 調(diào)制過程頻譜變換示意圖
當 A≠±1 時，射頻信號中同時包含上下邊帶，定義邊帶抑制比為：20lg│A+1│/│A-1│ (dB).
如何改善鏡頻抑制能力呢？
IQ 調(diào)制器兩個支路的增益不平衡特性已經(jīng)無法調(diào)整，但是可以在基帶側(cè)通過調(diào)整 I 和 Q 兩路波形的幅度大小改善鏡頻抑制。矢量信號發(fā)生器 VSG 及任意波信號發(fā)生器 AWG 均提供了 IQ Gain Imbalance 調(diào)整參數(shù)，對其進行微調(diào)即可改善鏡頻抑制。
2. IQ 正交性對鏡頻抑制的影響
正交性包括兩個方面：(1) 基帶信號 I 和 Q 之間的正交性；(2) IQ 調(diào)制器兩個 Mixer 的 LO 信號之間的正交性。如果正交性不好，當產(chǎn)生無頻偏的數(shù)字調(diào)制信號時會帶來調(diào)制和解調(diào)的誤差(EVM、BER 惡化)，另一方面在產(chǎn)生單邊帶信號時，會惡化鏡頻抑制特性。
令 i(t)=cos(wbt+?)，q(t)=sinwbt，則 IQ 調(diào)制器輸出的射頻信號為
s(t)=cos(wbt+?)· coswct - sinwbt · sinwct
積化和差得
s(t)=0.5(1+cos?)·cos(wc+wb)t-0.5sin?·sin(wc+wb)t-0.5(1-cos?)·cos(wc-wb)t+0.5sin?·sin(wc-wb)t
對于(wc+wb)分量，令 a=0.5(1+cos?)，b=0.5sin?，則取θ滿足如下關(guān)系：
cosθ=a/√( a2+b2)，sinθ=b/√( a2+b2)
類似地，對于(wc-wb)分量，令 c=0.5(1-cos?)，b=0.5sin?，則取θ1 滿足如下關(guān)系：
cosθ1=c/√(c2+b2)，sinθ1=b/√(c2+b2)
以上公式代入 s(t)，最終可得
s(t)=0.707√(1+cos?)·cos[(wc+wb)t+θ]+0.707√(1-cos?)·cos[(wc-wb)t-θ1]
由正交誤差?造成的鏡頻抑制度為：10lg(1+cos?)/(1-cos?) (dB).
以上是從基帶 I 和 Q 信號的正交性著手分析對鏡頻抑制特性的影響，如果基帶信號理想正交，而 IQ 調(diào)制器兩個 Mixer 的 LO 正交性不好，整個推導過程是類似的，此處不再贅述。當然，IQ 調(diào)制器的特性已經(jīng)固定，只能通過調(diào)整基帶信號的正交性改善鏡頻抑制能力。
3. IQ 調(diào)制器的載波抑制特性
IQ 調(diào)制器除了可以抑制鏡頻外，在數(shù)字調(diào)制過程中還可以抑制載波。理論上，只要模擬 I 和 Q 信號中沒有 DC 分量，而且 IQ 調(diào)制器是理想的，那么輸出的射頻寬帶信號中將沒有載波。但是實際產(chǎn)生的寬帶信號總是具有一定的載波泄露，來源于兩部分：(1) IQ 信號中包含一定的 DC 分量；(2) IQ 調(diào)制器中 Mixer 的 LO 泄露。
對于數(shù)字調(diào)制信號而言，載波泄露是一種帶內(nèi)干擾，如果載波分量較強，將直接影響整個系統(tǒng)的通信質(zhì)量。因此，要盡量降低載波泄露。通常在基帶側(cè)微調(diào) I Offset 或者 Q Offset 來改善載波抑制特性，這相當于引入 DC 分量，如果設置的 DC 的量和極性合適，I 和 Q 兩路引起的載波泄露將相互抵消，甚至可以抵消 Mixer 的 LO 泄露帶來的影響。
以上介紹了 IQ 調(diào)制器的鏡頻抑制及載波抑制特性，這些都是 IQ 調(diào)制器固有的特性，也是性能驗證測試中必測的項目。此外，IQ 調(diào)制器還有幅頻響應、三階交調(diào)等參數(shù)，這些也都是需要測試的。不同的測試項目需要不同的測試設備和測試方法，這將是后面要介紹的內(nèi)容……
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