【導讀】人們在硬開關全橋的基礎上，開發(fā)出了一種軟開關的全橋拓撲——移相全橋，利用功率器件的結電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋電源的4個開關管依次在零電壓下導通，來實現恒頻軟開關，提升電源的整體效率與EMI性能，當然還可以提高電源的功率密度。以下講解移相全橋的12種工作模式。
移相全橋學習筆記
在早期的大功率電源（輸出功率大于1KW）應用中，硬開關全橋(Full-Bridge)拓撲是應用最為廣泛的一種，其特點是開關頻率固定，開關管承受的電壓與電流應力小，便于控制，特別是適合于低壓大電流，以及輸出電壓與電流變化較大的場合。但受制于開關器件的損耗，無法將開關頻率提升以獲得更高的功率密度。例如：一個5KW的電源，采用硬開關全橋，即使效率做到92%，那么依然還有400W的損耗，那么每提升一個點的效率，就可以減少50W的損耗，特別在多臺并機以及長時間運行的系統(tǒng)中，其經濟效益相當可觀。
隨后，人們在硬開關全橋的基礎上，開發(fā)出了一種軟開關的全橋拓撲——移相全橋(Phase-Shifting Full-Bridge Converter，簡稱PS FB)，利用功率器件的結電容與變壓器的漏感作為諧振元件，使全橋電源的4個開關管依次在零電壓下導通(Zero voltage Switching，簡稱ZVS)，來實現恒頻軟開關，提升電源的整體效率與EMI性能，當然還可以提高電源的功率密度。
上圖是移相全橋的拓撲圖，各個元件的意義如下：
Vin：輸入的直流電源
T1-T4：4個主開關管，一般是MOSFET或IGBT
T1,T2稱為超前臂開關管，T3,T4稱為滯后臂開關管
C1-C4：4個開關管的寄生電容或外加諧振電容
D1-D4：4個開關管的寄生二極管或外加續(xù)流二極管
VD1,VD2:電源次級高頻整流二極管
TR：移相全橋電源變壓器
Lp：變壓器原邊繞組電感量
Ls1,Ls2:變壓器副邊電感量
Lr：變壓器原邊漏感或原邊漏感與外加電感的和
Lf：移相全橋電源次級輸出續(xù)流電感
Cf: 移相全橋電源次級輸出電容
RL: 移相全橋電源次級負載
因為是做理論分析，所以要將一些器件的特性理想化，具體如下：
1、 假設所有的開關管為理想元件，開通與關斷不存在延遲，導通電阻無窮??；開關管的體二極管或者外部的二極管也為理想元件，其開通與關斷不存在延遲，正向壓降為0。
2、 所有的電感，電容都為理想元件，不存在寄生參數，變壓器也為理想變壓器，不存在漏感與分布參數的影響，勵磁電感無窮大，勵磁電流可以忽略，諧振電感是外加的。
3、 超前橋臂與滯后的諧振電容都相等，即C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。
次級續(xù)流電感通過匝比折算到初級的電感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lr即LS=Lr*n2》Lr。
PS FB一個周期可以分為12中工作模態(tài)，其中正負半周期是對應的關系，只不過改變的是電流在橋臂上的流向，下面我們首先來分析這12個工作模態(tài)的情況，揭開移相全橋的神秘面紗。
工作模態(tài)一：正半周期功率輸出過程
如上圖,此時T1與T4同時導通，T2與T3同時關斷，原邊電流的流向是T1—Lp—Lk—T4,如圖所示。
此時的輸入電壓幾乎全部降落在圖中的A,B兩點上，即UAB=Vin, 此時AB兩點的電感量除了圖上標示出的Lp與Lk之外，應該還有次級反射回來的電感LS`（因為此時次級二極管VD1是導通的），即LS`=n2* Lf,由于是按照匝比平方折算回來，所以LS`會比Lk大很多，導致Ip上升緩慢，上升電流△Ip為△ Ip=(Vin-n*Uo)*(t1-t0)/( Lk+ LS`)
Vin-n*UO 是諧振電感兩端的電壓，就是用輸入電壓減去次級反射回來的電壓。
此過程中，根據變壓器的同名端關系，次級二極管VD1導通，VD2關斷，變壓器原邊向負載提供能量，同時給輸出電感Lf與輸出電容Cf儲能。（圖中未畫出）
此時， UC2=UC3=UA=UAB=Vin UB=0V
工作模態(tài)二：超前臂諧振過程
如上圖，此時超前橋臂上管T1在t1時刻關斷，但由于電感兩端電流不能突變的特性，變壓器原邊的電流仍然需要維持原來的方向，故電流被轉移到C1與C2中，C1被充電，電壓很快會上升到輸入電壓Vin，而C2開始放電，電壓很快就下降到0，即將A點的電位鉗位到0V。
由于次級折算過來的感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lk，故基本可以認為此是的原邊類似一個恒流源，此時的ip基本不變，或下降很小。
C1兩端的電壓由下式給出
Vc1=Ip*(t2-t1)/(C1+C3)= Ip*(t2-t1)/2 Clead
C2兩端的電壓由下式給出
Vc1= Vin- 【Ip*(t2-t1)/2 Clead】
其中Ip是在模態(tài)2流過原邊電感的電流，在T2時刻C1上的電壓很快上升到Vin，C2上的電壓很快變成0V，D2開始導通。
在t2時刻之前，C1充滿電，C2放完電，即 VC1= VC3= Vin VC2=VA=VB= 0V
模態(tài)2的時間為△t= t2-t1=2 Clead * Vin/ Ip
工作模態(tài)三：原邊電流正半周期鉗位續(xù)流過程
如上圖，此時二極管D2已經完全導通續(xù)流，將超前臂下管T2兩端的電壓鉗位到0V，此時將T2打開，就實現了超前臂下管T2的ZVS開通；但此時的原邊電流仍然是從D2走，而不是T2。
此時流過原邊的電流仍然較大，等與副邊電感Lf的電流折算到原邊的電流即 ip(t)= iLf(t)/n
此時電流的下降速度跟電感量有關。
從超前臂T1關斷到T2打開這段時間td，稱為超前臂死區(qū)時間，為保證滿足T2的ZVS開通條件，就必須讓C3放電到0V，即
td ≥△t= t2-t1=2 Clead * Vin/ Ip
此時， UC1=UC3=Vin ， UA=UB=UAB=0V
工作模態(tài)四：正半周期滯后臂諧振過程
如圖所示:在T3時刻將滯后臂下管T4關斷，在T4關斷前，C4兩端的電壓為0，所以T4是零電壓關斷。
由于T4的關斷，原邊電流ip突然失去通路，但由電感的原理我們知道，原邊電流不允許突變，需要維持原來的方向，以一定的速率減少。所以，原邊電流ip會對C4充電，使C4兩端的電壓慢慢往上升，同時抽走C3兩端的電荷。
即 ip(t)=I2sinω(t-t3)
vc4(t)=ZpI2sinω(t-t3)
vc3(t)=Vin-ZpI2sinω(t-t3)
其中，I2：t3時刻，原邊電流下降之后的電流值
Zp：滯后臂的諧振阻抗，Zp= )0.5
ω：滯后臂的諧振角頻率，ω=1/(2Lr*Clag)0.5
可能有人會感到奇怪，電流怎么出現了正弦函數關系呢，沒錯，因為此時是原邊的諧振電感Lr與滯后臂的兩個電容C3,C4諧振，其關系就是正弦關系。
為何我上面提到只有原邊的諧振電感Lr參加諧振呢，那么次級的儲能電感是否有參加諧振呢？下面我們來分析一下：
由于滯后臂下管T4的關斷，C4慢慢建立起電壓，而最終等于電源電壓，即UC4=Vin,從圖紙上我們可以看到，UC4其實就是B點的電壓，C4兩端電壓的上升就是B點電壓由0V慢慢的上升過程，而此時A點電壓被鉗位到0V，所以這會導致UAB<0V，也就是說這個時候原邊繞組的電壓已經開始反向。
由于原邊電壓的反向，根據同名端的關系，LS1，LS2同時出現下正上負的關系，此時VD2開始導通并流過電流；而由于LS1與Lf的關系，流過LS1與VD1的電流不能馬上減少到0，只能慢慢的減少；而且通過VD2的電流也只能慢慢的增加，所以出現了VD1與VD2同時導通的情況，即副邊繞組LS1，LS2同時出現了短路。
而副邊繞組的短路，導致Lf反射到原邊去的通路被切斷，也就是說會導致原邊參加諧振的電感量由原來的（Lf*n2+ Lr）迅速減少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2+ Lr）小很多，所以原邊電流會迅速減少。
此時，原邊的UAB=ULr=-Vin，UA=0V, UB= Vin
開關模態(tài)五：諧振結束，原邊電感向電網饋能
如圖所示，當C4充電到Vin之后，諧振結束，就不再有電流流過C3,C4,轉而D3自然導通，原邊電流通過D2—Lr—D3向電網饋能，其實能量來源于儲存在Lr中的能量，此時原邊電流迅速減少，
ip(t)= Ip4- (t-t4)
其中 Ip4是t4時刻的原邊電流值
在t5時刻減少到0。
此時T3兩端的電壓降為0V，只要在這個時間將T3開啟，那么T3就達到了零電壓開啟的效果。
在這里有幾個概念需要介紹下：
死區(qū)時間：超前臂或滯后臂的上下兩管，開通或關閉的間隔時間，移相全橋電源每個周期有4個死區(qū)時間。
諧振周期：滯后臂兩個管子關斷之后到超前臂兩個管子開通之前，次級電感通過匝比反射回來的電感與諧振電感之和與各自的諧振電容的2個諧振時間；還有就是超前臂已經開通，滯后臂兩個管子換流之前，諧振電感與各自的諧振電容的2個諧振時間。
移相角度：指的是超前臂上管開通到滯后臂下管的開通的時間間隔或超前臂下管開通到滯后臂上管的開通的時間間隔，再轉換成角頻率ω
ω=2∏f=2∏/T.
對于開關模態(tài)5來說，諧振周期一定要小于死區(qū)時間，否則就不能達到滯后臂的ZVS效果了。但此時的諧振電感是沒有次級電感通過匝比反射回來的，所以只有諧振電感參與了諧振，在設計的時候小心了，諧振電感一定要足夠大，否則諧振能量不夠的話，原邊電流就會畸變。
在t5時刻，UAB=ULr=-Vin，UA=0V, UB= UC1= Vin
開關模態(tài)六：原邊電流從0反向增大
如圖所示，在t5時刻之前，T3已經導通，在t5時刻原邊電流ip已經下降到0，由于沒有了電流，所以D2，D3自然關斷。
在t5-t6的時間內，副邊的二極管D1，D2還是同時導通流過電流，將副邊繞組短路，阻斷輸出電感反射到初級的途徑，此時的負載電流還是由次級電感與輸出電容提供；同時，由于原邊的T2，T3已經導通，原邊電流ip流過T3--Lr--T2,又因為Lr很小，所以原邊電流ip就會反向急劇增大。
即 ip(t)= - (t-t5)
在t6時刻，ip達到最大，等于副邊的電感電流折算到初級的電流
即 ip(t6)= - ILf(t6)/n
在這個開關模態(tài)，原邊電流是不傳遞能量的，但副邊卻存在著一個劇烈的換流過程，通過副邊二極管VD1的電流迅速減少，VD2的電流迅速增大，在t6時刻，通過VD1的電流減少到0，通過VD2的電流等于電感電流ILf。
在t6時刻之前，原邊的UAB= ULr=-Vin，UA=0V, UB= Vin
達到t6時刻之后，移相全橋的正半周期工作結束；并開始負半周期工 作，其工作原理與正半周期相似，下面來做進一步的分析：
開關模態(tài)七：負半周期功率輸出過程
如上圖,此時T2與T3同時導通，T1與T4同時關斷，原邊電流ip的流向是T3—Lk—Lp—T2,如圖所示。
此時的輸入電壓幾乎全部降落在圖中的B,A兩點上，即UAB=-Vin,此時AB兩點的電感量除了圖上標示出的Lp與Lk之外，應該還有次級反射回來的電感LS`（因為此時次級二極管VD2是導通的），即LS`=n2* Lf,由于是按照匝比平方折算回來，所以LS`會比Lk大很多，導致Ip上升緩慢，上升電流△Ip為-△Ip=-【 (Vin-n*Uo)*(t7-t6)/( Lk+ LS`)】
此過程中，根據變壓器的同名端關系，次級二極管VD2導通，VD1關斷，變壓器原邊向負載提供能量，同時給輸出電感Lf與輸出電容Cf儲能。（圖中未畫出）
此時， UC1 =UC4=UB =Vin UAB=-Vin UA=0V
開關模態(tài)八：負半周期超前臂諧振過程
如上圖，此時超前橋臂下管T2在t7時刻關斷，但由于電感兩端電流不能突變的特性，變壓器原邊的電流仍然需要維持原來的方向，故電流被轉移到C1與C2中，C2被充電，電壓很快會上升到輸入電壓Vin，而C1的電荷很快就被抽走，C1兩端電壓很快就下降到0V，即將A點的電位鉗位到Vin。
由于次級折算過來的感量LS`遠遠大于諧振電感的感量Lk，故基本可以認為此是的原邊類似一個恒流源，此時的ip基本不變，或下降很小。
C2兩端的電壓由下式給出
Vc2=︱-Ip︱*(t8-t7)/(C1+C2)= Ip*(t8-t7)/2 Clead
C1兩端的電壓由下式給出
Vc1= Vin- 【︱-Ip︱*(t8-t7)/2 Clead】
其中Ip是在模態(tài)8流過原邊電感的電流，在t8時刻之前，C2上的電壓很快上升到Vin，C1上的電壓很快變成0V，D1開始導通。
在t8時刻之前，C2充滿電，C1放完電，即 VC2= VC4=VA=VB = Vin VC1=VAB= 0V
模態(tài)8的時間為
△t= t8-t7=2 Clead * Vin/ Ip
注意：此△t時間要小于死區(qū)時間，否則將影響ZVS效果。
第4、8種工作模式分別是滯后臂與超前臂的諧振模式，稍后上詳細的分析過程
開關模態(tài)九：原邊電流負半周期鉗位續(xù)流過程
如上圖，在t8時刻二極管D1已經完全導通續(xù)流，將超前臂上管T1兩端的電壓鉗位到0V，此時將T1打開，就實現了超前臂上管T1的ZVS開通；但此時的原邊電流仍然是從D1走，而不是T1。
此時流過原邊的電流仍然較大，等與副邊電感Lf的電流折算到原邊的電流即 ip(t)= iLf(t)/n
此時電流的下降速度跟副邊電感的電感量有關。
從超前臂T2關斷到T1打開這段時間td，稱為超前臂死區(qū)時間，為保證滿足T1的ZVS開通條件，就必須讓C1放電到0V，即
td ≥△t= t9-t8=2 Clead * Vin/ Ip
此時， UC2=UC4=UA=UB =Vin ， UAB=0V
開關模態(tài)十：負半周期滯后臂諧振過程
如圖所示:在T9時刻將滯后臂上管T3關斷，在T3關斷前，C3兩端的電壓為0，所以T3屬于零電壓關斷。
由于T3的關斷，原邊電流ip突然失去通路，但由電感的原理我們知道，原邊電流不允許突變，需要維持原來的方向，以一定的速率減少。所以，原邊電流ip會對C3充電，使C3兩端的電壓慢慢往上升，同時C4開始放電。即 ip(t)=-I2sinω(t-t9)
vc3(t)=Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)
vc4(t)=Vin-Zp*︱-I2︱sinω(t-t9)
其中，-I2：t9時刻，原邊電流下降之后的電流值
Zp：滯后臂的諧振阻抗，Zp= )0.5
ω：滯后臂的諧振角頻率，ω=1/(2Lr*Clag)0.5
同理，原邊的諧振電感Lr與滯后臂的兩個電容C3,C4諧振，其電壓與電流的關系就是正弦關系。
同開關模態(tài)四分析一樣的道理，由于原邊電壓的反向，根據同名端的關系，LS1，LS2同時出現上正下負的關系，此時VD1開始導通并流過電流；而由于LS2與Lf的關系，流過LS2與VD2的電流不能馬上減少到0，只能慢慢的減少；而且通過VD1的電流也只能慢慢的增加，所以出現了VD1與VD2同時導通的情況，即副邊繞組LS1，LS2同時出現了短路。
而副邊繞組的短路，導致Lf反射到原邊去的通路被切斷，也就是說會導致原邊參加諧振的電感量由原來的（Lf*n2+ Lr）迅速減少到只剩Lr，由于Lr比（Lf*n2+ Lr）小很多，所以原邊電流會迅速減少。
在t10時刻，原邊的UAB=ULr=Vin，UB=UC4=0V, UA=UC2=UC3=Vin
開關模態(tài)十一：諧振結束，原邊電感向電網饋能
如圖所示，當C3充電到Vin之后，諧振結束，就不再有電流流過C3,C4,轉而D4自然導通，原邊電流通過D4—Lr—D1向電網饋能，其能量來源于儲存在Lr中的能量，此時原邊電流迅速減少，
ip(t)= -【Ip10- (t-t10)】
其中 Ip10是t10時刻的原邊電流值
在t11時刻減少到0。
此時T4兩端的電壓降為0V，只要在這個時間將T4開啟，那么T4就達到了零電壓開啟的效果。
對于開關模態(tài)11來說，諧振周期一定要小于死區(qū)時間，否則就不能達到滯后臂的ZVS效果了。但此時的諧振電感是沒有次級電感通過匝比反射回來的，所以只有諧振電感參與了諧振，在設計的時候小心了，諧振電感一定要足夠大，否則諧振能量不夠的話，原邊電流就會畸變。
在t11時刻，UAB=ULr= UC3=UA=Vin，UB=0V
開關模態(tài)十二：原邊電流從0正向增大
如圖所示，在t11時刻之前，T4已經導通，在t11時刻原邊電流ip已經上升到0，由于沒有了電流，所以D1，D4自然關斷。
在t11-t12的時間內，副邊的二極管D1，D2還是同時導通流過電流，將副邊繞組短路，阻斷輸出電感反射到初級的途徑，此時的負載電流還是由次級電感與輸出電容提供；同時，由于原邊的T1，T4已經導通，原邊電流ip流過T1--Lr—T4,又因為Lr很小，所以原邊電流ip就會正向急劇增大。
即 ip(t)= - (t-t11)
在t12時刻，ip達到最大，等于副邊的電感電流折算到初級的電流
即 ip(t12)= - ILf(t12)/n
在這個開關模態(tài)，原邊電流是不傳遞能量的，但副邊卻存在著一個劇烈的換流過程，通過副邊二極管VD2的電流迅速減少，VD1的電流迅速增大，在t12時刻，通過VD2的電流減少到0，通過VD1的電流等于電感電流ILf。
在t12時刻，原邊的UAB= ULr=UA=UC3=Vin, UB= 0V
至此，一個完整的移相全橋工作周期分析已經完成。
其中有一些地方可能有點小小錯誤（歡迎指正），但不影響總體的工作原理分析12個工作模態(tài)我先用用圖紙的方式呈現出來了，為了便于分析，我省略了次級繞組的回路分析 。
12個工作過程包括：2個正負半周期的功率輸出過程，2個正負半周期的鉗位續(xù)流過程，4個諧振過程（包括2個橋臂的諧振過程與2個換流過程），2個原邊電感儲能返回電網過程，最后還有2個變壓器原邊電流上沖或下沖過零結束急變過程。這12個過程就構成了移相全橋的一個完整的工作周期，只要有任何一個過程發(fā)生偏離或異常，將會影響到移相全橋的ZVS效果，甚至會導致整個電源不能正常工作。
接下來說說移相全橋存在的問題
問題一：滯后臂較難實現ZVS
n 原因：
滯后臂諧振的時候，次級繞組短路被鉗位，所以副邊電感無法反射到原邊參加諧振，導致諧振的能量只能由諧振電感提供，如果能量不夠，就會出現無法將滯后臂管子并聯(lián)的諧振電容電壓諧振到0V.
n 解決方法：
①、增大勵磁電流。但會增大器件與變壓器損耗。
②、增大諧振電感。但會造成副邊占空比丟失更嚴重。
③、增加輔助諧振網絡。但會增加成本與體積。
n 問題二：
副邊占空比的丟失
n 原因：
移相全橋的原邊電流存在著一個劇烈的換流過程，此時原邊電流不足以提供副邊的負載電流，因此副邊電感就會導通另一個二極管續(xù)流，即副邊處于近似短路狀態(tài)；
Dloss與諧振電感量大小以及負載RL大小成正比，與輸入電壓大小成反比。
n 解決方法：
①、減少原副邊的匝比。但會造成次級整流管的耐壓增大的后果。
②、將諧振電感改為可飽和電感。因為在初級換流的過程中，一旦進入電感的飽和狀態(tài)，那么流過電感的電流馬上就會變?yōu)轱柡碗娏鳎皇蔷€性的減少，這就意味著減少了換流時間，等效于減少了占空比丟失時間。當然我這么解釋看起來有點不好理解，要結合移相全橋的工作過程來理解，還是可以慢慢去體會的
將PSFB的磁性器件計算方法貼出來。
n 輸出儲能電感設計：
移相全橋的輸出儲能電感其實可以看做一個單純的BUCK電感，由于其正負半周期各工作一次，所以其工作頻率等于2倍開關頻率，其計算公式為：
Lf = Vo *(1-Dmin)/(4*fs* △I)
上式中的Lf是最小電感，實際取值要大于此值，以保證電流的連續(xù)性，如果需要輸出電壓在一定范圍內連續(xù)可調的話，則Vo要取Vo（min),即
Lf = Vo(min) *(1-Dmin)/(4*fs* △I)
上式Dmin是為了便于理解，實際上移相全橋占空比是不變的，不存在最小占空比的說法：即
Dmin= Vo(min)/(Vin(max)/n-VLf-VD)
n 主變壓器設計：
首先計算出移相全橋的次級輸出最低電壓：
Vsec(min)=( Vo(max)+VLf+VD)/ Dsec(max)
初次級的變壓器匝比為:
n=Vin(min) /Vsec(min)
選擇變壓器，使用Ap法：
Ap =Ae*Aw= Po*104 /(4*?*fs*△B*J*Ku*)
接下來計算變壓器原邊匝數：
Np= Vin(min)*D(max)/(4*fs*Ae*Bmax)
那么次級繞組匝數為：
Ns= Np/n
n 諧振電感設計：
附加諧振電感的目的就是為了實現滯后臂開關管的ZVS，如前面的分析，滯后臂諧振時次級電感不能通過變壓器反射到初級，為了保證滯后臂的開關管ZVS，那么諧振電感的能量必須滿足下式：
LrIp2/2=( Vin2*C上管)/2+( Vin2*C下管)/2= Vin2*Clag
即 Lr= 2* Vin2*Clag /Ip2
其中 Lr：諧振電感值
Vin：輸入電壓
Clag：滯后橋臂電容(外加電容與MOSFET結電容)
Ip：滯后橋臂關斷時刻原邊電流大小
計算還要考慮以下幾點因素：
①、Vin應取最高輸入電壓值，保證任意輸入電壓下,滯后橋臂均能實現ZVS。
②、考慮在輕載Ip1（10%-20%負載）時刻，需要滯后橋臂仍然需要工作在ZVS狀態(tài)。
③、輸出電流iLf在某個值（比如2A）時刻，輸出儲能電感電流任然連續(xù)或處在臨界點。
也就是說，輸出儲能電感的脈動電流等于2倍此值
即 △ iLf = 2 *2A=4A
那么 Ip=(Ip1+ △iLf /2)/n
