大多數(shù)字接收機對其采用的高性能模-數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)及模擬器件的要求都較高。例如，蜂窩基站數(shù)字接收機要求有足夠的動態(tài)范圍，以處理較大的干擾信號，從而把電平較低的有用信號解調(diào)出來。Maxim的15位65Msps模數(shù)轉(zhuǎn)換器MAX1418或12位65Msps模數(shù)轉(zhuǎn)換器MAX1211配以2GHz的MAX9993或900MHz的MAX9982集成混頻器，即可為接收機的兩級關(guān)鍵電路提供出色的動態(tài)特性，此外，Maxim的中頻(IF)數(shù)字可調(diào)增益放大器(DVGA) MAX2027和MAX2055能夠在許多系統(tǒng)中提供較高的三階輸出截點(OIP3)，并滿足系統(tǒng)所需要的增益調(diào)節(jié)范圍。

 

蜂窩基站(BTS：基站收發(fā)器)由多個不同的硬件模塊組成，其中之一就是完成RF接收(Rx)及發(fā)送(Tx)功能的收發(fā)器(TRx)模塊。在老式模擬AMPS及TACS BTS中，一個收發(fā)器只能用于處理一路全雙工Rx和Tx RF載波，若要實現(xiàn)要求的呼叫覆蓋率就需要很多個收發(fā)器才能提供足夠的載波。如今在全球范圍內(nèi)，模擬技術(shù)已被CDMA和WCDMA所取代，歐洲也已在10年前就采用了GSM。在CDMA中，多個主叫用戶使用同一個RF頻率，這樣一個收發(fā)器就可同時處理多個主叫用戶的信號。截至目前已有多種CDMA和GSM的設(shè)計方案，BTS制造商也一直致力于探索可降低成本和功耗的方法，對單載波解決方案進行優(yōu)化或開發(fā)多載波接收機就是行之有效的方案。圖1是BTS設(shè)備常用的欠采樣接收機的結(jié)構(gòu)框圖。 

 

圖1. 欠采樣接收機結(jié)構(gòu)框圖

 

圖1中，Maxim的2GHz MAX9993和900MHz MAX9982混頻器可為許多設(shè)計提供所需的增益和線性度，而且具有極低的耦合噪聲，這樣就不再需要那些損耗較高的無源混頻器。MAX2027和MAX2055工作在接收機的第一、二中頻級，此兩款器件在其整個增益調(diào)節(jié)范圍內(nèi)OIP3均可達到+40dBm。在圖1電路中數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器采用的是MAX1418 (15位、65Msps)和MAX1211 (12位、65Msps)，此外Maxim的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器產(chǎn)品還有其它采樣速率的器件，可滿足大多數(shù)設(shè)計要求。若將圖1中的第二下變頻器省去(虛線中所示)，那么圖1所示電路就變成了單路下變頻器結(jié)構(gòu)。

 

 

圖1所示的欠采樣接收機結(jié)構(gòu)對ADC的噪聲和失真有著嚴(yán)格的要求。在接收機中，電平較低的有用信號單獨被數(shù)字化或同時伴隨有無用的、需要倍加關(guān)注的大幅度信號，因此要想使接收機正常工作，ADC的有效噪聲系數(shù)要按這兩種信號的極端情況(即有用信號最小、無用信號達到最大值)來計算。對于小的模擬輸入信號，ADC的噪聲基底中占支配地位的是熱噪聲和量化噪聲，決定了ADC的噪聲系數(shù)(NF)。

 

實際上，小信號條件下的ADC有效噪聲系數(shù)一經(jīng)確定，模擬電路(RF或IF)的級聯(lián)噪聲系數(shù)也就隨之確定。ADC前級電路的最小功率增益應(yīng)滿足接收電路的噪聲系數(shù)要求，通常該功率增益值以ADC過載前接收機所能容許的最大阻塞電平或最高干擾電平為上限。在BTS中，如果不采用自動增益控制(AGC)，ADC的動態(tài)范圍一般無法同時滿足電路噪聲系數(shù)(接收機靈敏度)和最大阻塞兩方面的要求，AGC電路可以放在RF級或IF級電路中，也可在兩級電路中同時包含AGC電路。

 

MAX1418系列的其它產(chǎn)品對的基帶應(yīng)用特別適用。當(dāng)轉(zhuǎn)換器工作在這個頻率范圍內(nèi)，采用這些基帶特性極佳的器件，將具有最佳的動態(tài)范圍。這些產(chǎn)品中包括針對65Msps時鐘速率的MAX1419及針對80Msps時鐘速率的MAX1427，它們的基帶SFDR (無雜散動態(tài)范圍)均可達到94.5dBc。

 

表1所列是MAX1418的主要技術(shù)參數(shù)：

 

表1. MAX1418電特性

 

不接LSB時，MAX1418也可以與14位接口器件一起工作，這樣應(yīng)用時，SNR會有輕微的損失，而SFDR則不受影響。 

 

圖2給出了無阻塞情況下ADC的噪聲分布，這里假定在ADC之前的所有模擬電路的總級聯(lián)噪聲系數(shù)為3.5dB，同時假定設(shè)計目標(biāo)是ADC導(dǎo)致的總噪聲系數(shù)的惡化不超過0.2dB，以滿足CDMA基站接收機的靈敏度要求。這樣一個噪聲系數(shù)值應(yīng)該為空中接口留有足夠的余量，不過最終結(jié)果取決于末級檢波器的Eb/No (比特能量與噪聲功率頻譜密度的比值)的要求。基于表1的MAX1418的熱噪聲 + 量化噪聲基底,當(dāng)器件時鐘為61.44Msps (50x碼片率)時，其等效噪聲系數(shù)為26.9dB。由于采用了過程增益控制，1.23MHz CDMA頻道帶寬下的ADC噪聲比Nyquist寬帶下的ADC噪聲低14dB。一般情況下，為了獲得3.7dB的接收機級聯(lián)噪聲系數(shù),總增益要達到36dB。

 

圖2. 無阻塞情況下的ADC噪聲分布

 

當(dāng)ADC前端增益為36dB時,天線端超過-30dBm的單音阻塞電平將超出ADC的輸入量程。cdma2000®蜂窩基站標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定，天線端允許的最大阻塞電平為-30dBm，此時，前端增益就需要降低6dB，這樣在標(biāo)準(zhǔn)規(guī)范允許的余量范圍之內(nèi),允許加到ADC上的最大阻塞信號更大一些。假設(shè)留有2dB的余量，前端增益減小6dB就可使天線端的最大阻塞電平變?yōu)?26dBm，ADC的最大允許輸入信號變?yōu)?4dBm (見圖3)。當(dāng)出現(xiàn)單音阻塞時，蜂窩標(biāo)準(zhǔn)允許總的干擾(噪聲+失真)相對于參考靈敏度來說惡化3dB，可這3dB在噪聲和失真之間如何分配就留給了設(shè)計人員。

 

假設(shè)：出現(xiàn)阻塞信號時，AGC增益為6dB，設(shè)計允許RF前端級聯(lián)噪聲加失真可以使NF下降1dB (標(biāo)稱值為3.5dB)。當(dāng)ADC前端增益僅為30dB時，ADC的SNR決定了其有效噪聲系數(shù)為29.4dB，級聯(lián)接收機在''阻塞條件''下的噪聲系數(shù)為5.7dB，這比根據(jù)接收機靈敏度計算出來的3.7dB的噪聲系數(shù)低了2dB。由于在此計算當(dāng)中未將雜散特性考慮在內(nèi)，ADC的無雜散動態(tài)范圍(SFDR)還允許額外降低1dB。當(dāng)存在阻塞信號時，SINAD可被用于計算有效NF，不再分別計算噪聲和SFDR基值。

 

圖3. 出現(xiàn)阻塞情況下的ADC噪聲響應(yīng)

 

 

如果在較高的IF段能夠獲得足夠的SNR和SFDR指標(biāo)，欠采樣電路可以用于一次下變頻結(jié)構(gòu)。Maxim的MAX1211 12位、65Msps轉(zhuǎn)換器就是采用這一結(jié)構(gòu)設(shè)計的，它的引腳與即將推出的80Msps及95Msps轉(zhuǎn)換器兼容，此系列器件可對頻率高達400MHz的輸入信中頻號進行直接采樣，此外，它還具有其它先進的性能，如時鐘輸入可以是差分信號也可是單端信號，時鐘占空比可以在20%到80%之間，另外，還設(shè)計有數(shù)據(jù)有效指示器(以簡化時鐘及數(shù)據(jù)時序)，采用小型40引腳QFN (6mm x 6mm x 0.8mm)封裝，二進制補碼和格雷碼數(shù)字輸出格式。表2列出了模擬輸入頻率為175MHz時MAX1211的典型交流特性。 

 

表2. MAX1211電特性

 

較之兩次變頻結(jié)構(gòu)，一次變換器具有明顯的優(yōu)勢。由于省去第二級下變頻混頻器、第二級中頻增益電路以及第二級LO合成器，元件數(shù)量及電路板空間可減少約10%，節(jié)約成本$10至$20。

不同結(jié)構(gòu)的雜散考慮

如果需要進一步節(jié)省元件數(shù)、線路板空間，降低功耗及成本，可采用下面給出的一次變頻結(jié)構(gòu)。假定設(shè)計的cdma2000接收機工作在PCS頻段，采樣速率為61.44Msps，合成器基準(zhǔn)頻率為30.72MHz，第一中頻的中心選在6階Nyquist頻段169MHz，帶寬約為1.24MHz。對于DDS結(jié)構(gòu)，采用相同的169MHz第一中頻，第二中頻的中心頻率在46.08MHz的2階Nyquist頻段。

 

表3. 用于SDC和DDC架構(gòu)的假設(shè)雜散特性

 

表3列出了采用單載波、一次下變頻(SDC)和兩次下頻(DDC)結(jié)構(gòu)時，在PCS頻段上端附近的RF載波雜散搜索假定條件。對于SDC結(jié)構(gòu)來說，雜散搜索可在RF接收頻段、接收鏡像頻段、IF頻段及IF鏡像頻段發(fā)現(xiàn)134個諧波成份，這些雜散信號大多數(shù)階數(shù)較高，不會降低接收性能。對于DDC結(jié)構(gòu)來說，雜散搜索會找出2400多個諧波成，這比SDC結(jié)構(gòu)下找出的18倍還多，這些諧波分布在RF接收頻段、接收鏡像頻段、第一級IF頻段、第一級IF鏡像頻段、第二級IF頻段和第二級IF鏡像頻段。對于源自高階時鐘諧波和合成器基準(zhǔn)頻率的雜散信號，可以通過在設(shè)計時仔細考慮電路板的布局或增加濾波來抑制，但是，對大量的階數(shù)較低的雜散成份的抑制就比較困難。

 

 

Maxim也提供每級增量為1dB的數(shù)控增益、高性能IF放大器。MAX2027就是一種數(shù)控增益放大器(DVGA)，采用單端輸入/單端輸出方式，可工作在50MHz至400MHz頻率范圍內(nèi)，其最大增益時的噪聲系數(shù)只有5dB。MAX2055則是單端輸入/差分輸出的DVGA，可在30MHz至300MHz頻率范圍內(nèi)驅(qū)動高性能ADC。在MAX2055的差分輸出和ADC差分輸入之間可以采用一個升壓變壓器，變壓器提供差分驅(qū)動，有利于輸出信號之間的平衡。這兩個DVGA工作在5V偏置，整個增益設(shè)置范圍內(nèi)具有+40dBm的OIP3。更詳細的內(nèi)容可參考Maxim網(wǎng)站上(china.maximintegrated.com)的相關(guān)資料。

 

 

在接收電路中，混頻器往往承受對性能要求更加嚴(yán)格的較大的輸入信號。理想狀態(tài)下，混頻器輸出信號的幅值和相位與輸入信號的幅值和相位成正比，而且這種比例關(guān)系與LO信號無關(guān)。根據(jù)這一假設(shè)，混頻器的幅度響應(yīng)與RF輸入呈線性關(guān)系，且與LO輸入信號無關(guān)。 

 

然而，混頻器的非線性會產(chǎn)生一些不希望的混頻信號，稱之為雜散響應(yīng)，這些雜散信號是由到達混頻器RF端口、并不希望出現(xiàn)的信號產(chǎn)生的IF頻段的響應(yīng)。無用的雜散信號將干擾有用的RF信號的工作，混頻器的IF頻率可由下式給出：

 

這里，IF、RF和LO分別是各自端口的信號頻率，m和n是將RF和LO信號混頻后的諧波階數(shù)。

 

集成(或有源)平衡混頻器(比如Maxim的MAX9993和MAX9982)，由于其性能優(yōu)于無源混頻方案而備受關(guān)注。當(dāng)m或n為偶數(shù)時,平衡式混頻器能夠抑制一定的雜散響應(yīng)，2次諧波性能更加優(yōu)異。理想的雙平衡混頻器可以抑制m或n (或兩者)為偶數(shù)的所有響應(yīng)。在雙平衡混頻器中，IF、RF和LO端口之間都是相互隔離的。采用設(shè)計合理的非平衡變壓器,混頻器可以在IF、RF和LO頻帶交迭。MAX9993和MAX9982特點包括：低噪聲系數(shù)，內(nèi)含LO緩沖器，低LO驅(qū)動，允許兩路LO輸入的LO開關(guān)，極好的LO噪聲特性等,此外,在RF和LO端口還集成有RF非平衡變壓器。

 

Maxim的這些混頻器內(nèi)都嵌有LO噪聲性能極好的LO緩沖器，降低了對LO電源的要求。通常LO噪聲與電平較高的輸入阻塞信號相混合會降低接收靈敏度。MAX9993和MAX9982內(nèi)含低噪聲LO緩沖器，可在出現(xiàn)阻塞時減輕對接收靈敏度的影響。例如，假設(shè)VCO輸入信號的邊帶噪聲是-145dBc/Hz，MAX9993的LO噪聲特性的典型值是-164dBc/Hz，這樣復(fù)合邊帶噪聲就只下降了0.05dBc/Hz到-144.95dBc/Hz。采用這種方法，用戶不僅為混頻器提供一個電平較低的LO信號，還能確保接收機的混頻特性不會因MAX9993內(nèi)置LO緩沖器的性能而降低。

 

此外，還有一種棘手的2階雜散響應(yīng)，也稱為半中頻(1/2 IF)雜散響應(yīng)，對于低端注入，混頻器階數(shù)為：m = 2、n = -2；對于高端注入，混頻器階數(shù)為：m = -2、n = 2。低端注入時，引起半中頻寄生響應(yīng)的輸入頻率比希望的RF頻率低(圖4)。所希望的RF頻率為1909MHz與1740MHz的LO頻率進行混頻，得到的IF頻率為169MHz。雖然，CDMA的RF和IF載波頻寬為1.24MHz，但在這里表示成一個頻率為中心載頻的單頻信號。在這個例子中， 1824.5MHz頻率的無用信號造成了169MHz的半中頻雜散成份：

 

驗證：

 

 

由此可得到：

 

2 x 1824.5MHz - 2 x 1740MHz = 169MHz

 

圖4. 有用頻率的位置

 

抑制總量(也稱為2x2雜散響應(yīng))可根據(jù)混頻器的第二截點IP2來預(yù)測，圖5給出了2x2 IMR或雜散值(來自Maxim的MAX9993數(shù)據(jù)資料)。注意：圖中信號電平是用輸入IP2 (IIP2)性能計算的混頻器輸入電平。

 

具體的計算公式如下：

 

 

由于Maxim的MAX9982 900MHz有源濾波器提供的典型雜散響應(yīng)2RF - 2LO為65dBc，因此，其IIP2的計算方法如下：

 

 

圖5. 計算混頻器輸入信號的第二截點，IIP2

 

RF通道的鏡頻抑制緊靠在混頻器的前端，用于衰減所有的放大器諧波，而LO通路的噪聲濾波器則用于衰減LO注入引起的諧波。電平較高的輸入信號會在設(shè)備的輸入或輸出端引起失真或交調(diào)，其數(shù)值可以通過計算截點得到。 當(dāng)混頻器LO功率為固定值時，其截點或失真成份的階數(shù)僅取決于RF倍頻，而與LO的倍頻無關(guān)，只需考慮RF信號的變化。這里說的階數(shù)代表失真隨輸入電平上升而增加的速度。

 

在接收器增益要求不高時，Maxim的15位ADC MAX1418具有極佳的噪聲性能，因而可以用最小的AGC承受較大的阻塞電平或干擾電平。MAX1211 ADC系列產(chǎn)品適合于一次變頻接收結(jié)構(gòu)，其第一IF輸入頻率可達400MHz。另外，Maxim的MAX9993和MAX9982混頻器可提供需要的線性度，同時噪聲系數(shù)低，功率增益較高，因而可在接收機設(shè)計過程中省去無源濾波器。MAX2027和MAX2055 DVGA在整個增益可調(diào)范圍內(nèi)的OIP3典型值約為+40dBm。由這些元件組成的接收器能夠?qū)⒌统杀窘鉀Q方案的性能提高一個等級。

 

1. 被測電路或系統(tǒng)的輸出截止點是輸入截止點與增益(以dB為電位)之和。

 

本文來源于Maxim。