【導(dǎo)讀】反激式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)憑借其寬工作范圍內(nèi)所具有的簡單性與穩(wěn)健性，近幾十年來一直在低功率 AC/DC 應(yīng)用中占據(jù)主導(dǎo)地位。而同步整流器 (SR) 也在最近幾年中取代了反激電源中傳統(tǒng)的肖特基二極管，實(shí)現(xiàn)了效率的明顯提升。
但是，反激式變換器仍需不斷改進(jìn)傳統(tǒng)的反激拓?fù)?，才能?yīng)對效率與功率密度需求的不斷提高。截至目前，反激拓?fù)湟殉霈F(xiàn)多個變體版本，并成功應(yīng)用于 AC/DC 應(yīng)用，例如零電壓開關(guān) (ZVS) 反激拓?fù)?、有源鉗位反激拓?fù)?(ACF)，以及即實(shí)現(xiàn)了零電壓開關(guān)又降低了開關(guān)損耗的混合式反激拓?fù)?。這些新型反激拓?fù)涓纳屏诵什⑻岣吡碎_關(guān)頻率，極大地推進(jìn)了高功率密度的變換器設(shè)計(jì)。
然而，這些新興反激拓?fù)渚哂胁煌墓ぷ髟?，這給同步整流器控制帶來了新的挑戰(zhàn)。由于需要額外的開關(guān)脈沖來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)，同步整流器在一個開關(guān)周期內(nèi)通常會導(dǎo)通兩次，而第二次導(dǎo)通周期可能會導(dǎo)致許多現(xiàn)有 SR 控制器發(fā)生嚴(yán)重?fù)舸?。本文提出了一種解決方案，可以避免在設(shè)計(jì)帶同步整流功能的新型反激拓?fù)淦骷倪^程中發(fā)生嚴(yán)重?fù)舸┑娘L(fēng)險(xiǎn)。
ZVS 反激拓?fù)渥凅w類型
通常，反激式變換器中的零電壓開關(guān)是通過偏置磁化電感為負(fù)極性來實(shí)現(xiàn)的，允許電感電流在原邊開關(guān)導(dǎo)通之前將電壓拉低至零。
圖 1 顯示了采用輔助繞組的 ZVS 反激拓?fù)洌@是目前市場上常用的標(biāo)準(zhǔn) ZVS 反激拓?fù)洹?nbsp;
圖 1：采用輔助繞組的 ZVS 反激拓?fù)?/p>
圖 2 顯示了 這種 ZVS 反激式控制器的典型工作波形。
圖 2：ZVS 反激式控制器的典型工作波形
除了原邊 MOSFET (QP) 和 SR MOSFET (QS) 以外，這種拓?fù)溥€需要一個輔助 MOSFET (QA) 來支持 ZVS 的實(shí)現(xiàn)。在每個開關(guān)周期的 QP 導(dǎo)通之前，QA 先導(dǎo)通一小段時(shí)間，通過變壓器的輔助繞組將磁化電感偏置為負(fù)極性。該過程可以在 QP 導(dǎo)通之前將 QP 漏源電壓 (VDS_QP) 下拉至 0V，從而實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。
QA 通常與 QP 一起放置在原邊接地端，因此二者均由原邊反激控制器控制以實(shí)現(xiàn)精確同步。SR 控制器則放置在副邊接地端，僅根據(jù) QS 漏源電壓 (VDS_QS) 的極性確定導(dǎo)通時(shí)間。當(dāng) QP 關(guān)斷時(shí)，磁化電流被迫流向副邊，而 QP 應(yīng)在 VDS_QS 變?yōu)樨?fù)值時(shí)立即導(dǎo)通，以便有效為輸出供電。當(dāng) QA 導(dǎo)通時(shí)，VDS_QS 也變?yōu)樨?fù)值，因?yàn)樽儔浩鞯妮o助繞組和副邊繞組具有相同的極性。
因此，在與原邊控制器之間沒有通信路徑的情況下，SR 控制器很難區(qū)分 QP 的關(guān)斷與 QA 的導(dǎo)通。 對于大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器來說，這很可能導(dǎo)致二次導(dǎo)通事件。因?yàn)?QA 的導(dǎo)通時(shí)間往往非常短，而 QP 會在 QA 之后立即導(dǎo)通；SR 控制器會在這種極短的導(dǎo)通時(shí)間模式下持續(xù)運(yùn)行且無法立即關(guān)斷。 在這種情況下，原邊和副邊之間可能會發(fā)生擊穿，從而導(dǎo)致電源變換器可靠性不高。
圖 3 顯示了非互補(bǔ)工作模式下的 ACF 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。與互補(bǔ)模式不同，它采用斷續(xù)導(dǎo)通模式 (DCM) 來提高輕載效率。
圖 3: ACF 拓?fù)?/p>
圖 4 顯示了 ACF 拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?。這種拓?fù)渫ㄟ^在導(dǎo)通 QP 之前二次導(dǎo)通鉗位 MOSFET (QC) 來實(shí)現(xiàn)零電壓開關(guān)。這會導(dǎo)致第二次 SR 柵極導(dǎo)通，并帶來擊穿的潛在風(fēng)險(xiǎn)。
圖 4：非互補(bǔ)模式下 ACF 拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?/p>
圖 5 顯示了 DCM 模式下的混合反激拓?fù)?。混合反激拓?fù)淅弥C振電容通過變壓器輸出額外的功率，同時(shí)實(shí)現(xiàn)上管 MOSFET (QH) 和下管 MOSFET (QL) 的 ZVS。因此，與傳統(tǒng)反激拓?fù)湎啾?，混合反激拓?fù)涓m合高功率應(yīng)用。
圖5: 混合反激拓?fù)?/p>
圖 6 顯示了混合反激拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?。?DCM 模式下，QH 通過短時(shí)間導(dǎo)通 QL 來實(shí)現(xiàn) ZVS。 因此，混合反激拓?fù)湟灿锌赡芙?jīng)歷第二次 SR 柵極導(dǎo)通并發(fā)生擊穿。
圖 6：DCM 模式下混合反激拓?fù)涞牡湫凸ぷ鞑ㄐ?/p>
可靠的 ZVS 反激拓?fù)?SR 控制
如前所述，大多數(shù)現(xiàn)有 SR 控制器通過簡單比較漏源電壓和特定電壓閾值來確定導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)序。 這導(dǎo)致同步整流器可能在每個開關(guān)周期中都導(dǎo)通兩次，與最小導(dǎo)通時(shí)間邏輯是沖突的，并增加了擊穿的風(fēng)險(xiǎn)。因此，我們需要一種先進(jìn)的同步整流器控制方案來區(qū)分每個開關(guān)周期中的第一次和第二次的導(dǎo)通事件，并避免在任何工作條件下發(fā)生擊穿。
MP6951 是 MPS 推出的新型 SR 控制器，它采用智能控制方案來區(qū)分導(dǎo)通事件并應(yīng)對擊穿風(fēng)險(xiǎn)。除了監(jiān)測漏源電壓的極性變化外，MP6951 還可以監(jiān)測高電平脈沖的幅度和持續(xù)時(shí)間。
如圖 7 所示，MP6951 根據(jù)漏源上的峰值電壓得到電壓閾值 (VP)；在每個開關(guān)周期中，都實(shí)時(shí)比較漏源電壓和 VP。只有當(dāng)正脈沖持續(xù)時(shí)間大于可配置時(shí)長 tW 時(shí)，才會啟用完全導(dǎo)通邏輯，同步整流器會在漏源極性翻轉(zhuǎn)時(shí)立即導(dǎo)通。
圖 7: MP6951 的導(dǎo)通條件
否則，即使漏源極性翻轉(zhuǎn)，導(dǎo)通邏輯也會被禁用或延遲。因?yàn)槿绻┰措妷簺]有超過 VP，或者正脈沖的持續(xù)時(shí)間未超過 tW，則同步整流器在零電壓開關(guān)的第二個脈沖期間不會導(dǎo)通。此外，MP6951 可根據(jù)輸入和輸出電壓的各種組合對 tW 邏輯進(jìn)行內(nèi)部調(diào)節(jié)。最終實(shí)現(xiàn)同步整流器總在最合適的時(shí)間導(dǎo)通。
圖 8 顯示了采用 ZVS 反激拓?fù)鋾r(shí) MP6951 的工作波形。通常情況下，SR 柵極會在原邊 MOSFET 關(guān)斷后立即導(dǎo)通；但當(dāng)其他開關(guān)（包括 QA、QC 和 QL）為零電壓開關(guān)導(dǎo)通時(shí)，SR 柵極不會導(dǎo)通。因此，完全消除了擊穿的風(fēng)險(xiǎn)。
圖 8: MP6951 在 ZVS 反激變換器中的工作波形
結(jié)語
為滿足市場更高功率密度和效率的需求，新型反激拓?fù)渥凅w正經(jīng)歷快速發(fā)展。隨著越來越多的零電壓開關(guān)變體用于實(shí)際應(yīng)用中，SR 控制器也必須與時(shí)俱進(jìn)。作為同步整流器市場的領(lǐng)先企業(yè)，MPS 的 MP6951 提供的 SR 具有非常好的穩(wěn)健性與可靠性。與現(xiàn)有的 SR 控制器相比，MP6951 可以匹配任何反激拓?fù)渥凅w，其關(guān)鍵優(yōu)勢就是消除了 ZVS 操作期間的擊穿風(fēng)險(xiǎn)。此外，MP6951 控制方案在尖端適配器產(chǎn)品中的有效性，已在理論和生產(chǎn)中得到了充分的驗(yàn)證。
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