高選擇性5G毫米波SIW雙頻濾波器
發(fā)布時(shí)間:2021-07-07 來源:趙輝,劉太君等 責(zé)任編輯:wenwei
【導(dǎo)讀】介紹了一種用于5G毫米波通信的高選擇性基片集成波導(dǎo)(SIW)雙頻濾波器。采用金屬通孔微擾SIW雙層圓腔的方法設(shè)計(jì)了雙頻帶通濾波器,分別使用TM10主模式和TM11高階模式實(shí)現(xiàn)雙頻。利用金屬通孔擾動(dòng)TM21模式引入傳輸零點(diǎn),使阻帶之間具有高選擇性,濾波性能更加良好。通過調(diào)節(jié)電耦合窗的半徑,可以得到理想的通帶插入損耗和通帶帶寬。同時(shí),利用金屬通孔間距的擾動(dòng)來調(diào)節(jié)低通帶的中心頻率,而高通帶的中心頻率基本保持不變。低頻段中心頻率為28.4 GHz,相對(duì)帶寬為6.7%,插入損耗為1.3 dB,高頻段中心頻率為39.1 GHz,相對(duì)帶寬為8.2%,插入損耗為1.5 dB,兩個(gè)通道的回波損耗均優(yōu)于20 dB。
引言
現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)需要緊湊、高性能的帶通濾波無源器件。基片集成波導(dǎo)(SIW)具有Q值高、成本低、重量輕和體積小等優(yōu)點(diǎn),易于與平面微波電路集成,因此SIW經(jīng)常被用來設(shè)計(jì)高性能的濾波無源器件。由于雙頻濾波無源器件可以更好地滿足雙頻無線通信系統(tǒng)甚至多頻無線通信系統(tǒng)的需求,目前對(duì)雙頻濾波器的一些相關(guān)研究有:提出使用金屬化通孔擾動(dòng)的方法設(shè)計(jì)雙頻濾波器,通過調(diào)整金屬通孔來實(shí)現(xiàn)通帶控制,但是其他性能指標(biāo)在調(diào)節(jié)通帶的過程中會(huì)受到影響。提出采用歸一化頻域到實(shí)際頻域的頻率變換來解析計(jì)算耦合系數(shù)和外部質(zhì)量因子的方法設(shè)計(jì)雙頻濾波器,具有良好的帶外選擇性,但尺寸較大。提出采用雙模技術(shù)來實(shí)現(xiàn)雙頻濾波器,但這種濾波器的頻率比較小,不適合大頻率比的5G毫米波的應(yīng)用場景。提出用間隙擾動(dòng)的形式引入傳輸零點(diǎn),但這會(huì)造成一些能量損失。
為了滿足小體積、高性能的濾波器需求,本文提出了一種使用TM10主模式和TM11高階模式的兩種模式來實(shí)現(xiàn)雙頻帶的方法。首先通過改變輸出端口的相位,以便在低通帶的下阻帶和上阻帶上分別引入傳輸零點(diǎn),不僅提高了濾波器帶外抑制能力,而且提高了兩個(gè)通帶之間的隔離度。然后利用金屬通孔干擾諧振器中的TM21電場分布,在高通帶的下阻帶中引入傳輸零點(diǎn)以實(shí)現(xiàn)更高的選擇性。低通帶的中心頻率可以通過金屬通孔間距的擾動(dòng)來調(diào)節(jié),而高通帶的中心頻率基本不變。該雙頻濾波器具有結(jié)構(gòu)緊湊、高帶外抑制、高選擇性等優(yōu)點(diǎn),測試結(jié)果與仿真結(jié)果基本吻合。
1 雙頻濾波器設(shè)計(jì)和分析
1.1 雙頻濾波器設(shè)計(jì)
設(shè)計(jì)濾波器的第一步是確定符合規(guī)范的低通原型,并確定合適的耦合矩陣,本文采用的耦合矩陣如式(1),并提出了一種雙層垂直集成的雙頻濾波器。
本文雙頻濾波器的模型如圖1(a)所示。濾波器在金屬通孔支撐的Rogers RT/Duroid 5880板(εr=2.2,tanδ=0.0009)上實(shí)現(xiàn),厚度H為0.254 mm。為了減少電路尺寸,濾波器采用了雙層介質(zhì)板垂直集成的方法。在不影響品質(zhì)因數(shù)的前提下,介質(zhì)板H的厚度應(yīng)盡可能小。此設(shè)計(jì)共有三層金屬層,底層是輸入端口Port Ⅰ,頂層是輸出端口Port Ⅱ,耦合層在兩層介質(zhì)板之間。Slot Ⅰ是電耦合窗口。
圖1(b)為雙頻濾波器的結(jié)構(gòu)尺寸圖,利用An?softHFSS電磁仿真軟件優(yōu)化該濾波器,最終優(yōu)化的濾波器結(jié)構(gòu)尺寸為(單位mm):W=7.50,L=12.35,W50=0.78,L50=4.46,S=0.20,P=4.50,Slot_R=0.78,R=3.21。
圖1(c)為雙頻濾波器的模式拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖,其中S代表信號(hào)源,L代表負(fù)載,①和②分別代表主模TM10和高階模式TM11。由圖可見,TM10主模式和TM11高階模式可以同時(shí)激勵(lì)。主模和高階模式從底層圓形諧振腔(CavityⅠ)經(jīng)過電耦合窗到上層諧振腔(Cavity Ⅱ)。諧振腔分別在低頻段的TM10 模式和高頻段的TM11模式下工作。中心的微帶饋線允許兩種模式同時(shí)被激發(fā),而金屬通孔干擾TM21能夠改善高通帶的陡降。
圖1 (a) 模型結(jié)構(gòu)圖;(b) 結(jié)構(gòu)尺寸圖;(c) 模式拓?fù)鋱D
1.2 雙頻濾波器分析
圓形SIW諧振腔的TMmn模式的諧振頻率公式為:
其中fc為諧振頻率,μmn為貝塞爾函數(shù)的根,c為光速,εr為相對(duì)介電常數(shù),μr為相對(duì)磁導(dǎo)率,r為諧振腔半徑。
圖2為圓形SIW諧振腔主模TM10與高階模式TM11的電場分布,由圖可見,TM10和TM11模式的最大電場是在不同的位置產(chǎn)生的。通過適當(dāng)?shù)卦O(shè)計(jì)蝕刻在中間金屬層上的耦合孔,可以同時(shí)激勵(lì)出理想的TM10和TM11模式的耦合,所以本文采用了圓形電耦合窗設(shè)計(jì)。
圖2 圓形SIW諧振腔電場分布:(a) TM10模式;(b) TM11模式
圖3(a)中的Filter Ⅰ是濾波器設(shè)計(jì)的原形,采用雙層介質(zhì)板的垂直集成結(jié)構(gòu),中間的銅層采用圓形的電耦合窗將兩種TM模式從下層介質(zhì)板耦合到上層介質(zhì)板。輸入輸出口采用異面異向的結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。仿真結(jié)果兩個(gè)頻段通帶內(nèi)的插入損耗分別為0.5 dB 和0.6 dB,反射系數(shù)在-20dB以下,但兩個(gè)通帶之間出現(xiàn)裙邊效應(yīng),并且只有高頻通帶下阻帶一個(gè)傳輸零點(diǎn)Tz 1?1。
Filter Ⅱ是在Filter Ⅰ的基礎(chǔ)上,將輸出端口旋轉(zhuǎn)180°,即將輸出口設(shè)置成與輸入口同向不同面的結(jié)構(gòu),如圖3(b)所示。仿真結(jié)果與Filter I相比,在保持通帶內(nèi)效果的同時(shí)大大提高了低通帶的帶外抑制,這是因?yàn)檩敵龆丝谠谛D(zhuǎn)180°之后,輸入端口與輸出端口的相位差也隨即改變了180°,將原右側(cè)的傳輸零點(diǎn)Tz 1?1翻轉(zhuǎn)到左側(cè)成為為Tz 2?1。同時(shí)去除了裙邊效應(yīng),并且在兩個(gè)通帶內(nèi)引入傳輸零點(diǎn)Tz 2?2,提高了兩通帶之間的隔離度,但是高通帶的下阻帶也出現(xiàn)了裙邊效應(yīng)。
圖4為高階模式TM21在S參數(shù)中的位置,在圖中可以看出高階模式TM21大約在55 GHz附近,并且TM11模式與TM21模式所產(chǎn)生的通帶之間有裙邊效應(yīng)。
圖3 兩種濾波器的結(jié)構(gòu)圖和S參數(shù):(a) Filter I; (b) Filter II
圖4 Filter II的S參數(shù)及TM21在S參數(shù)中的位置
在Filter Ⅱ的基礎(chǔ)上增加兩個(gè)微擾金屬通孔就構(gòu)成Filter Ⅲ,圖5為添加金屬通孔微擾之后TM11模式與TM21模式的電場圖,F(xiàn)ilter Ⅲ中金屬通孔微擾的位置需根據(jù)電場分布來選?。阂皇遣桓蓴_TM11模,二是選取TM21模電場場強(qiáng)最高的地方,以對(duì)TM21模式進(jìn)行抑制來實(shí)現(xiàn)傳輸零點(diǎn)的引入。所以微擾金屬通孔選取圖5中的位置,可以明顯看出金屬通孔對(duì)TM11模式幾乎無影響,但對(duì)TM21模式已經(jīng)實(shí)現(xiàn)抑制。
圖6為FilterⅢ的結(jié)構(gòu)圖及S參數(shù)仿真結(jié)果,F(xiàn)ilter Ⅲ中的兩個(gè)微擾金屬通孔貫穿了上下兩層介質(zhì)基板。通過圖6的仿真結(jié)果可以看出,TM21模與TM11模耦合形成的裙邊效應(yīng)得到了抑制,并且引入了傳輸零點(diǎn)Tz 3?3。
圖5 添加金屬通孔微擾的電場圖: (a) TM11; (b) TM21
圖6 Filter III的結(jié)構(gòu)圖及S參數(shù)仿真結(jié)果
電耦合窗半徑會(huì)對(duì)帶寬產(chǎn)生影響,如圖7(a)所示,電耦合窗半徑Slot_R越大Filter Ⅲ兩個(gè)通帶的帶寬則越大,也會(huì)影響極點(diǎn)個(gè)數(shù),在Slot_R=0.78mm 時(shí)仿真效果最優(yōu),反射系數(shù)均在-20 dB以下。微擾金屬通孔間距對(duì)Filter Ⅲ 的影響如圖7(b)所示,當(dāng)微擾金屬通孔距離變化時(shí),會(huì)在不改變高通帶性能的前提下實(shí)現(xiàn)低頻通帶的可控,而低頻通帶會(huì)隨著微擾通孔間距變大往低頻移動(dòng)。
2 雙頻濾波器的測試結(jié)果
為了驗(yàn)證設(shè)計(jì)方法的正確性,選擇Filter Ⅲ 進(jìn)行加工制作,在雙層PCB 工藝的基礎(chǔ)上,制作了尺寸為7.5 mm × 12.35 mm × 0.51 mm 的濾波器,并使用AgilentE8361C 矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測試了濾波器的S 參數(shù)。圖8 為濾波器Filter Ⅲ的仿真和測試結(jié)果。低通帶和高通帶實(shí)測的中心頻率(CF)分別為28.4GHz 與39.1GHz,相對(duì)帶寬(FBW)分別為6.7% 與8.2%,測得的最小通帶插入損耗為1.3 dB 和1.5dB,通帶中的回波損耗優(yōu)于20 dB 和25 dB。另外,三個(gè)傳輸零點(diǎn)分別位于22.7、33.2 和54.3 GHz。由于引入了傳輸零點(diǎn),兩個(gè)通帶之間的隔離度優(yōu)于40 dB,這表明該濾波器可以更好地抑制通帶間干擾,具有良好的頻率選擇性和帶外抑制。由于加工誤差和測試接頭的插入損耗,測試結(jié)果與仿真結(jié)果之間存在一定偏差,兩個(gè)通帶內(nèi)的插入損耗仿真結(jié)果分別為0.5 dB 和0.6 dB,而插入損耗的實(shí)測結(jié)果分別為1.3 dB 和1.5 dB;在反射系數(shù)中,仿真結(jié)果與實(shí)測結(jié)果在兩個(gè)通帶內(nèi)均小于20 dB。
圖7 不同參數(shù)對(duì)Filter III S 參數(shù)的影響:(a)耦合窗半徑;(b)微擾金屬通孔間距
圖8 Filter III S參數(shù)的仿真結(jié)果與實(shí)測結(jié)果
表1 是本文雙頻濾波器與其他文獻(xiàn)雙頻濾波器的性能比較。由表可見,本文雙頻濾波器在相對(duì)帶寬、傳輸零點(diǎn)和小型化方面具有一定優(yōu)勢。
表1 本文與其他文獻(xiàn)雙通帶SIW 濾波器的性能比較
3 結(jié)論
設(shè)計(jì)了一種基于基片集成波導(dǎo)雙層垂直集成的高選擇性雙帶通濾波器。采用雙層垂直集成結(jié)構(gòu)使得濾波器在相同性能條件下的體積更小。雙層雙頻基片集成波導(dǎo)濾波器工作在28.4 GHz 和39.1 GHz,相對(duì)帶寬分別為6.7%和8.2%,插入損耗小于1.5dB,并有三個(gè)傳輸零點(diǎn),具有結(jié)構(gòu)緊湊、選擇性高、帶外抑制度高的特點(diǎn)。該濾波器可用于5G毫米波雙頻帶無線通信系統(tǒng)。
本文內(nèi)容轉(zhuǎn)載自《固體電子學(xué)研究與進(jìn)展》2021年6月,版權(quán)歸《固體電子學(xué)研究與進(jìn)展》編輯部所有。本文內(nèi)容不含參考文獻(xiàn),如有需要請(qǐng)參考原論文。
趙輝,劉太君,慕容灝鼎,劉慶,周挺,代法亮,寧波大學(xué)信息科學(xué)與工程學(xué)院,深圳市檢驗(yàn)檢疫科學(xué)研究院
免責(zé)聲明:本文為轉(zhuǎn)載文章,轉(zhuǎn)載此文目的在于傳遞更多信息,版權(quán)歸原作者所有。本文所用視頻、圖片、文字如涉及作品版權(quán)問題,請(qǐng)聯(lián)系小編進(jìn)行處理。
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