【導讀】由于效率要求的不斷增長，許多電源制造廠商開始將注意力轉向無橋功率因數校正 (PFC) 拓撲結構。一般而言，無橋接 PFC可以通過減少線路電流通路中的半導體組件數目來降低傳導損耗。盡管無橋接 PFC 的概念已經提出了許多年，但因其實施的難度和控制的復雜程度，阻礙了其成為一種主流。
一些專為電源而設計的低成本、高性能數字控制器上市以后，越來越多的電源公司開始為 PFC 設計選擇使用這些新型數字控制器。相比傳統(tǒng)的模擬控制器，數字控制器擁有許多優(yōu)勢，例如：可編程配置、非線性控制、低組件數目，以及最為重要的復雜功能實施能力（模擬方法通常較難實現）。
大多數現今的數字電源控制器，例如：TI 的融合數字電源 (Fusion Digital PowerTM) 控制器 UCD30xx 等都有許多集成電源控制外設和一個電源管理內核，例如：數字環(huán)路補償器、快速模數轉換器 (ADC)、內置停滯時間的高分辨率數字脈寬調制器 (DPWM)、低功耗微控制器等。它們是如無橋接 PFC 等復雜高性能電源設計的較好選擇。
數字控制無橋接 PFC
在其他一些無橋接 PFC 拓撲結構中[1] [2]，圖 1 是一個已經為業(yè)界所廣泛采用的無橋接 PFC 實例。它具有兩個 DC/DC 升壓電路[3] [4]，一個由 L1、D1 和S1 組成，而另一個則由 L2、D2 和 S2 組成。D3 和 D4 為慢速恢復二極管。通過參考內部電源接地單獨檢測線壓和中性點電壓，測量得到輸入 AC 電壓。通過對比檢測線壓信號和中性點信號，固件便知道其為一個正半周期，還是一個負半周期。在一個正半周期期間，第一個 DC/DC 升壓電路即 L1-S1-D1 有效，同時升壓電流回到二極管 D4 的 AC 中性點。在一個負半周期期間，第二個 DC/DC 升壓電路即 L2-S2-D2 有效，同時升壓電流回到二極管 D3 的 AC 線。像 UCD3020 這樣的數字控制器用于控制這種無橋接 PFC。
圖 1 數字控制無橋接 PFC
無橋接 PFC 基本都由兩個相升壓電路組成，但在任何時候都只有一個相有效。對比使用相同功率器件的傳統(tǒng)單相 PFC，無橋接 PFC 和單相 PFC 的開關損耗應該是一樣的。但是，無橋接 PFC 電流在任何時候都只通過一個慢速二極管（正半周期為 D4，負半周期為 D3），而非兩個。因此，效率提高的多少取決于一個二極管和兩個二極管之間的傳導損耗差異。另外，通過完全開啟關閉的開關可以進一步提高無橋接 PFC 效率。例如，在一個正周期期間，S1 通過 PWM 信號控制，而 S2 則可以完全開啟。當流動的電流低于某個值時，MOSFET S2 的壓降可能會低于二極管 D4，因此返回電流部分或者全部流經 L1-D1-RL-S2-L2，然后返回 AC 源。傳導損耗可以降低，電路效率也可以得到提高，特別是在輕負載的情況下。同樣，在一個負周期期間，S2 開關時，S1 被完全開啟。圖 2 顯示了 S1 和 S2 的控制波形。
圖 2 無橋接 PFC 的 PWM 波形
自適應總線電壓和開關頻率控制
傳統(tǒng)上，效率指的是滿負載狀態(tài)下高線壓和低線壓的效率?，F在，如計算服務器和遠距離通信電源等大多數應用，除滿負載狀態(tài)效率以外，還要求 10%-50% 負載范圍狀態(tài)的效率也必須滿足標準規(guī)范。大多數 AC/DC 應用中，系統(tǒng)有 PFC 和下游DC/DC 級，因此我們根據整個系統(tǒng)來測量效率。若想提高輕負載狀態(tài)下的總系統(tǒng)效率，一種方法是降低 PFC 輸出電壓和開關頻率。這要求了解負載信息，而這項工作通常是通過使用一些額外電路測量輸出電流來實現的。但是，利用數字控制器，便不再需要這些額外電路。輸入 AC 電壓和 DC 輸出電壓相同時，輸出電流與電壓環(huán)路輸出成正比。因此，如果我們知道電壓環(huán)路的輸出，我們便可以相應地調節(jié)頻率和輸出電壓。使用數字控制器以后，電壓環(huán)路通過固件來實現，其輸出已知，所以實現這種特性便十分容易，并且成本比使用模擬方法要低得多。
通過變流器實現電流檢測
無橋接 PFC 的難題之一是如何檢測整流后的 AC 電流。如前所述，AC 返回電流（部分或者全部）可能會流經處于非活動狀態(tài)的開關，而非慢速二極管 D3/D4。因此，在接地通路中使用一個分路器來檢測電流（通常在傳統(tǒng) PFC 中使用），已不再適用。取而代之的是，使用一個變流器 (CT)，每相一個（圖 1）。這兩個變流器的輸出被整流，然后組合在一起，產生電流反饋信號。由于在任何時候都只有一個變流器整流輸出信號，即使在其組合時也是如此，因此任何時候都只有一個反饋電流信號。
圖 3 連續(xù)導通模式的檢測電流波形
圖 4 非連續(xù)導通模式的檢測電流波形
如圖 3-4 所示，由于變流器放置在開關的右上方，因此其只檢測開關電流（只是電感電流的上升部分）。數字控制實施時，在時間 Ta 的 PWM 中間測量該開關電流信號。它是一個瞬時值，在圖 3-4 中以 Isense 表示。僅當該電流為連續(xù)電流時，測得開關電流 Isense 才等于平均 PFC 電感電流（請參見圖 3）。該電流變?yōu)槿鐖D 4 所示非連續(xù)電流時，Isense 不再等于平均 PFC 電感電流。為了計算電感平均電流，應該建立某個開關時間期間中間點檢測電流 Isense 和平均電感電流之間的關系，并且這種關系應該同時適用于連續(xù)導通模式 (CCM) 和非連續(xù)導通模式 (DCM)。
就一個穩(wěn)態(tài)運行的升壓型轉換器而言，升壓電感的第二電壓應在所有開關期間都保持平衡：
方程式 (1)其中，Ta 為電流上升時間（PWM 導通時間），Tb 為電流下降時間（PWM 關閉時間），VIN 為輸入電壓，而 VO 為輸出電壓，并假設所有電源器件均為理想狀態(tài)。
由圖 3-4，我們可以通過 Isense 計算出電感平均電流 Iave：
方程式 (2)其中，T 為開關時間。
將（1）和（2）組合，我們得到：
方程式 (3)通過方程式 3，平均電感電流 Iave 表示為瞬時開關電流 Isense。理想電流 Iave 和 Isense 為電流控制環(huán)路的電流基準。檢測到現實瞬時開關電流后，將其與該基準對比，誤差被發(fā)送至一個快速誤差 ADC (EADC)，最終將數字化的誤差信號發(fā)送至一個數字補償器，以關閉電流控制環(huán)路。
動態(tài)調節(jié)環(huán)路補償器
總諧波失真 (THD) 和功率因數 (PF) 是兩個判定 PFC 性能非常重要的標準。一個好的環(huán)路補償器應該具有較好的 THD 和 PF。但是，PFC 的輸入范圍如此之寬，其可以從 80 Vac 擴展至高達 265 Vac。低線壓狀態(tài)下擁有較高性能的補償器，在高線壓狀態(tài)下未必能夠較好地工作。最佳方法是根據輸入電壓相應地調節(jié)環(huán)路補償器。這對一個模擬控制器來說可能是一項不可能完成的任務，但對于如 UCD3020 等一些數字控制器來說，則可以輕松地實現。
這種芯片中的數字補償器是一種數字濾波器，其由一個與一階 IIR 濾波器級聯的二階無限脈沖響應 (IIR) 濾波器組成。控制參數即所謂的系數，均保存在一組寄存器中。該寄存器組被稱作記憶槽。共有兩條這種記憶槽，每條可存儲不同的系數。只有一條記憶槽的系數有效，用于補償計算，而另一條則處于未激活狀態(tài)。固件始終都可以向未激活的記憶槽加載新的系數。在 PFC 運行期間，可在任何時候調換系數記憶槽，以便允許補償器使用不同的控制參數，適應不同的運行狀態(tài)。
有這種靈活性以后，我們可以存儲兩個不同的系數組（一個用于低線壓，另一個用于高線壓），并根據輸入電壓調換系數。環(huán)路帶寬、相位余量和增益余量都可在低線壓和高線壓下得到優(yōu)化。利用這種動態(tài)調節(jié)控制環(huán)路系數，并使用固件來對變流器可能出現的偏移量進行補償，可以極大地改善 THD 和 PF。圖 5-6 是一些基于 1100W 無橋接 PFC 的測試結果，低線壓時 THD 為 2.23%，高線壓時 THD 為 2.27%，而 PF 分別為 0.998 和 0.996。
圖 5 低線壓的 VIN和IIN 波形（VIN = 110V, 負載= 1100W, THD = 2.23%, PF = 0.998）
圖 6 高線壓的VIN和IIN波形（VIN = 220V, 負載= 1100W, THD = 2.27%, PF = 0.996）
改善輕負載 PF
每個 PFC 在輸入端都有一定的電磁干擾 (EMI) 濾波器。EMI 濾波器的 X 電容器會引起 AC 輸入電流引導 AC 電壓，從而影響 PF。在輕負載和高線壓狀態(tài)下，這種情況變得更糟糕。PF 很難滿足嚴格的規(guī)范。要想增加輕負載的 PF，我們需要相應地強制電流延遲。我們如何實現呢？
我們都知道，PFC 電流控制環(huán)路不斷嘗試強制電流匹配其基準。該基準基本上為 AC 電壓信號，只是大小不同。因此，如果我們能夠延遲電壓檢測信號，并將延遲后的電壓信號用于電流基準生成，便可以讓電流延遲來匹配 AC 電壓信號，從而使 PF 得到改善。這對一個模擬控制器來說很困難，但對數字控制而言，只需幾行代碼便可以實現。
首先，輸入 AC 電壓通過 ADC 測量。固件讀取經測量的電壓信號，增加一些延遲，然后使用延遲后的信號來生成電流基準。圖 7-8 顯示了基于 1100W 無橋接 PFC 的測試結果。在這種測試中，Vin = 220V，Vout = 360V，而負載 = 108W（約全部負載的 10%）。通道 1 為 Iin，通道 2 為 Vin，通道 4 為帶延遲的測量 VIN 信號。圖 7 中，經測量的Vin沒有增加延遲，PF=0.86，THD=8.8%。圖 8 中，測量 Vin 信號被延遲了 300us，PF 改善至 0.90。進一步改善PF是可能的，但付出的代價是 THD，因為進一步延遲電流基準在 AC 電壓交叉點產生更多的電流失真。圖 9 中，測量 Vin 被延遲了 500us，PF 改善為 0.92。但是，電流在電壓交叉點出現失真。結果，THD 變得更糟糕，達到 11.3%。
圖 7 無測量 VIN 延遲
圖 8 測量 VIN 延遲 300us。
圖 9 測量 VIN 延遲 500us。
非線性控制
相比電流環(huán)路，電壓環(huán)路控制復雜度更低。數字實施時，輸出電壓 VO 通過一個 ADC 檢測，然后同電壓基準比較。我們可以使用一個簡單的比例積分 (PI) 控制器來關閉該環(huán)路。
方程式 (4)其中，U 為控制輸出，Kp 和 Ki 分別為比例項和積分調節(jié)增益。E[n] 為 DC 輸出電壓誤差采樣。
如前所述，使用數字控制的諸多好處之一是它能夠實現非線性控制。我們使用非線性 PI 控制的目的便是提高瞬態(tài)響應。圖 10 顯示了非線性 PI 控制的一個實例。誤差更大時（通過出現在瞬態(tài)下），使用更大的 Kp。誤差超出設置限制時這樣會加速環(huán)路響應，同時恢復時間縮短。使用積分器時，又是另外一種情況。眾所周知，積分器用于消除穩(wěn)態(tài)誤差。但是，它通常會引起飽和問題，并且其 90 度相位滯后也會影響系統(tǒng)穩(wěn)定性。正因如此，我們使用了一個非線性積分調節(jié)增益[5]（圖 10）。誤差超出一定程度時，積分調節(jié)增益Ki減小，以防止出現飽和、過沖和不穩(wěn)定性等問題。
圖 10 非線性PI控制
數字電壓環(huán)路控制的另一個優(yōu)點被稱為積分抗飽和。它一般出現在 AC 壓降狀態(tài)下。當 AC 壓降出現，并且下游負載繼續(xù)吸取電流時，DC 輸出電壓開始下降，但是 PFC 控制環(huán)路仍然嘗試調節(jié)其輸出。因此，積分器積聚，并可能出現飽和，這種情況被稱為積分器飽和。一旦AC恢復，飽和積分器便可能會引起 DC 輸出電壓過沖。若想防止出現這種情況，則一旦探測到 AC 恢復，固件就重設積分器，同時 DC 輸出達到其調節(jié)點。
數字控制器還可以做得更多，例如：頻率抖動、系統(tǒng)監(jiān)控、通信等，并且可以為無橋接 PFC提供靈活的控制、更高的集成度以及更高的性能。在一些高端的 AC/DC 設計中，現在越來越多的設計正在使用數字控制器。
參考文獻
1. 2010 年 7 月《電源電子技術》文章《真正的無橋接 PFC 轉換器實現了超過 98% 的效率 0.999 的功率因數》，作者：Slobodan Cuk。
2. 2007 年《IEEE》文章《無橋接 PFC 升壓整流器性能評估》，作者：Laszlo Huber、Yungtaek Jang、Milan M. Jovanovi?。
3. 1999 年 1 月第 1 卷第 8 節(jié)《國際電信能源大會 (INTELEC) 草案》的《更低傳導及整流換向損耗的高功率因數整流器》，作者:A.F. Souza 和 I. Barbi。
4. 2004 年《電源電子（歐洲）》第 7 期33-35 頁《第二代 PFC 解決方案》，作者：T. Ernö 和 M. Frisch。
5. 2002 年 4 月《ISA 會刊》vol.41, no.2 p. 177-89，《線性到非線性控制方法：一種實用的改進》，作者：Zhiqiang Gao。
作者：Bosheng Sun、System Engineer 以及 Zhong Ye，德州儀器 (TI) 系統(tǒng)工程經理
Bosheng Sun 現任 TI 系統(tǒng)工程師，主要負責系統(tǒng)和固件設計、TI Fusion 數字電源產品的開發(fā)與測試。Bosheng 畢業(yè)于克里夫蘭州立大學 (Cleveland State University)，獲電子工程碩士學位。
Zhong Ye 現任 TI 高性能隔離產品系統(tǒng)工程經理。Zhong 畢業(yè)于福州大學 (Fuzhou University)，獲電子工程碩士學位，后又畢業(yè)于美國托萊多大學 (Toledo University)，獲電源電子博士學位。
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