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詳解高速DAC接口基本原理

發(fā)布時(shí)間:2018-04-24 責(zé)任編輯:lina

【導(dǎo)讀】本文概述與內(nèi)置基準(zhǔn)電壓源、模擬輸出、數(shù)字輸入和時(shí)鐘驅(qū)動(dòng)器的DAC接口電路相關(guān)的一些重要問(wèn)題。由于ADC也需要基準(zhǔn)電壓源和時(shí)鐘,因此本文中與這些主題相關(guān)的大多數(shù)概念同樣適用于ADC。

DAC基準(zhǔn)電壓
  
越來(lái)越多的人簡(jiǎn)單地將DAC視作具有數(shù)字輸入和一個(gè)模擬輸出的器件。但模擬輸出取決于 是否存在稱(chēng)為基準(zhǔn)電壓源的模擬輸入,且基準(zhǔn)電壓源的精度幾乎始終是DAC絕對(duì)精度的限 制因素。在匹配基準(zhǔn)電壓源和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器時(shí),基準(zhǔn)電壓源向?qū)В╒oltage Reference Wizard)等 設(shè)計(jì)工具非常有用。如需獲取這些工具及其它,請(qǐng)?jiān)L問(wèn)ADI公司網(wǎng)站的設(shè)計(jì)中心(Design Center)部分。
  
有些ADC和DAC內(nèi)置基準(zhǔn)電壓源,而有些則沒(méi)有。有些ADC使用電源作為基準(zhǔn)電壓源。 不幸的是,與ADC/DAC基準(zhǔn)電壓源相關(guān)的標(biāo)準(zhǔn)是少之又少。有些情況下,內(nèi)置基準(zhǔn)電壓 源的轉(zhuǎn)換器通??梢酝ㄟ^(guò)以更為精密和穩(wěn)定的外部基準(zhǔn)電壓源覆蓋或替換內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源 來(lái)提高直流精度。其它情況下,通過(guò)使用外部低噪聲基準(zhǔn)電壓源,也可以改善高分辨率 ADC的無(wú)噪聲碼分辨率。
  
各種各樣的ADC和DAC以各種各樣的方式支持使用外部基準(zhǔn)電壓源來(lái)替代內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源。圖1所示為一些常見(jiàn)配置(但顯然并不是全部)。
  
  
圖1A所示為需要外部基準(zhǔn)電壓源的轉(zhuǎn) 換器。通常建議在ADC/DAC REF IN引腳附近添加合適的去耦電容?;鶞?zhǔn)電壓源數(shù)據(jù)手冊(cè) 中通常指定了合適的電容值。另外,基準(zhǔn)電壓源在使用必要的容性負(fù)載時(shí)保持穩(wěn)定是非常 重要的。
  
圖1B所示為內(nèi)置基準(zhǔn)電壓源的轉(zhuǎn)換器,其中基準(zhǔn)電壓源也引出到器件上的某個(gè)引腳。這 樣,只要負(fù)載不超過(guò)額定值,就可以在電路中的其它位置上使用該器件。另外,還要在轉(zhuǎn) 換器引腳附近放置電容。如果內(nèi)置基準(zhǔn)電壓源可以通過(guò)引腳輸出來(lái)供外部使用,ADC或 DAC數(shù)據(jù)手冊(cè)上通常會(huì)指定其精度、穩(wěn)定性和溫度系數(shù)。
  
如果是要在電路中的其它位置上使用基準(zhǔn)輸出,則必須嚴(yán)格遵守與扇出和負(fù)載相關(guān)的數(shù)據(jù) 手冊(cè)規(guī)格。此外,必須小心地進(jìn)行基準(zhǔn)輸出布線,從而最大程度地減少噪聲拾取。很多情 況下,應(yīng)直接在REF OUT引腳處連接合適的運(yùn)算放大器緩沖器,然后再扇出至電路的各種 其它部分。
  
圖1C所示為采用內(nèi)部或外部基準(zhǔn)電壓源但需要額外封裝引腳的轉(zhuǎn)換器。如果使用的是內(nèi) 部基準(zhǔn)電壓源(如圖1C),REF OUT只需外部連接到REF IN并根據(jù)需要進(jìn)行去耦。
  
如果使用 的是外部基準(zhǔn)電壓源(如圖1D),REF OUT保持懸空,且外部基準(zhǔn)電壓源經(jīng)過(guò)去耦后施加于 REF IN引腳。這種配置相當(dāng)靈活,可使用相同的基準(zhǔn)電壓源來(lái)驅(qū)動(dòng)類(lèi)似的ADC或DAC, 從而實(shí)現(xiàn)器件之間的良好跟蹤性能。
  
圖1E所示為使用單個(gè)封裝引腳以外部基準(zhǔn)電壓源來(lái)覆蓋驅(qū)動(dòng)內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源的配置。電阻 R的值通常為數(shù)kΩ,因此允許通過(guò)將低阻抗外部基準(zhǔn)電壓源連接到REF OUT/IN引腳來(lái)覆 蓋驅(qū)動(dòng)內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源。圖1F顯示的是如何連接外部基準(zhǔn)電壓源來(lái)覆蓋內(nèi)部基準(zhǔn)電壓源。
  
圖1所示的配置并不是ADC和DAC基準(zhǔn)電壓源的唯一配置;欲了解有關(guān)選項(xiàng)、扇出和去耦 等的詳細(xì)信息,請(qǐng)查閱相關(guān)的數(shù)據(jù)手冊(cè)。
  
雖然基準(zhǔn)電壓源元件本身可以是帶隙型、嵌入式齊納型或XFET™型,但實(shí)際上所有基準(zhǔn)電 壓源都具有某種類(lèi)型的輸出緩沖器運(yùn)算放大器。運(yùn)算放大器將基準(zhǔn)電壓源元件與輸出端隔 離開(kāi)來(lái)并還提供驅(qū)動(dòng)功能。不過(guò),這種運(yùn)算放大器必須遵守與運(yùn)算放大器穩(wěn)定性相關(guān)的一 般通則,而這就是基準(zhǔn)電壓源去耦話題與本文討論相關(guān)的原因所在。
  
注意,ADC或DAC的基準(zhǔn)電壓輸入與ADC的模擬輸入相似,因?yàn)閮?nèi)部轉(zhuǎn)換過(guò)程可以在該 引腳處注入瞬態(tài)電流。這就要求進(jìn)行充分去耦來(lái)穩(wěn)定基準(zhǔn)電壓。添加此類(lèi)去耦功能可能導(dǎo) 致某些類(lèi)型的基準(zhǔn)電壓源中出現(xiàn)不穩(wěn)定,具體取決于輸出運(yùn)算放大器設(shè)計(jì)。當(dāng)然,基準(zhǔn)電 壓源數(shù)據(jù)手冊(cè)可能并不會(huì)給出輸出運(yùn)算放大器的任何詳細(xì)信息,而這在一定程度上讓設(shè)計(jì) 人員陷入兩難境地,擔(dān)心是否能夠保持穩(wěn)定且不會(huì)產(chǎn)生瞬態(tài)誤差。很多情況下,ADC或 DAC數(shù)據(jù)手冊(cè)將會(huì)推薦合適的外部基準(zhǔn)電壓源和建議的去耦網(wǎng)絡(luò)。
 
設(shè)計(jì)良好的基準(zhǔn)電壓源可以在采用重容性去耦時(shí)保持穩(wěn)定。不幸的是,有些基準(zhǔn)電壓源并 不能做到這點(diǎn),并且電容越大,瞬態(tài)響鈴振蕩量實(shí)際上會(huì)增加。由于轉(zhuǎn)換器幾乎都需要一 定的本地去耦,因此此類(lèi)基準(zhǔn)電壓源在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中實(shí)際上毫無(wú)用處。
  
基準(zhǔn)電壓源和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器之間可以添加合適的運(yùn)算放大器緩沖器。不過(guò),有很多品質(zhì)良好 的基準(zhǔn)電壓源可以在使用輸出電容時(shí)保持穩(wěn)定。數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器應(yīng)用中應(yīng)當(dāng)選擇這種類(lèi)型的基 準(zhǔn)電壓源,而不是進(jìn)一步提高運(yùn)算放大器的復(fù)雜性和成本。
  
DAC模擬輸出考慮因素
  
DAC的模擬輸出可能是電壓或電流。兩者情況下,可能都需要知道輸出阻抗。如果對(duì)電壓 輸出進(jìn)行了緩沖,則輸出阻抗將很低。而電流輸出和未緩沖的電壓輸出將存在較高阻抗, 并還可能具有電抗性分量以及純粹的電阻性分量。在有些DAC架構(gòu)的輸出結(jié)構(gòu)中,輸出阻 抗與DAC上的數(shù)字碼字成函數(shù)關(guān)系,這點(diǎn)應(yīng)會(huì)在數(shù)據(jù)手冊(cè)中明確注明。
  
理論上,電流輸出應(yīng)當(dāng)連接到電阻為零歐姆的地電位。在實(shí)際應(yīng)用中,該輸出將采用非零 阻抗和電壓。“順從性”標(biāo)題下只是定義了該輸出可耐受的電壓偏差大小,端接電流輸出 DAC時(shí)應(yīng)當(dāng)注意到此項(xiàng)技術(shù)規(guī)格。
  
適合視頻、RF或IF應(yīng)用的大多數(shù)高速DAC具有電流輸出,旨在直接驅(qū)動(dòng)源和負(fù)載端接電 纜。例如,20-mA電流輸出DAC可以在25-Ω負(fù)載(相當(dāng)于50-Ω源和負(fù)載端接電纜的直流電 阻)上產(chǎn)生0.5 V的電壓。大多數(shù)情況下,單電源高速CMOS DAC具有至少+1 V的正輸出順 從電壓和數(shù)百毫伏的負(fù)輸出順從電壓。
  
很多情況下(如TxDAC®系列),同時(shí)支持真正電流輸出和互補(bǔ)電流輸出。差分輸出可以直 接驅(qū)動(dòng)變壓器的初級(jí)繞組,并且通過(guò)將輸出繞組的一側(cè)接地,可以在次級(jí)繞組處產(chǎn)生單端 信號(hào)。與簡(jiǎn)單地從DAC電流輸出之一直接獲取輸出信號(hào)并將其它輸出接地相比,這種方法 通常可以在高頻率下獲得更佳失真性能。
  
現(xiàn)代電流輸出DAC通常具有數(shù)個(gè)差分輸出,以便實(shí)現(xiàn)高共模抑制并減少偶數(shù)階失真產(chǎn)物。 常見(jiàn)的滿(mǎn)量程輸出電壓范圍為2 mA至30 mA。
  
在許多應(yīng)用中,需要將DAC的差分輸出轉(zhuǎn)換成適合驅(qū)動(dòng)同軸線路的單端信號(hào)。只要無(wú)需低 頻響應(yīng),那么通過(guò)RF變壓器便可輕松地實(shí)現(xiàn)這點(diǎn)。圖2所示為這種方法的典型示例。DAC 的高阻抗電流輸出與50 Ω電阻差分端接,從而將變壓器的源阻抗定義為50 Ω。
  
  
所得到的差分電壓驅(qū)動(dòng)1:1 RF變壓器的初級(jí)繞組,從而在次級(jí)繞組的輸出端產(chǎn)生單端電 壓。50 Ω LC濾波器的輸出與50 Ω負(fù)載電阻RL相匹配,進(jìn)而最終產(chǎn)生1 Vp-p的輸出電壓。
  
變壓器不僅用于將差分輸出轉(zhuǎn)換成單端信號(hào),而且還將DAC的輸出與LC濾波器的抗性負(fù) 載隔離開(kāi)來(lái),因而可以改善整體失真性能。
  
需要低至DC的頻率響應(yīng)時(shí),可以連接運(yùn)算放大器作為差分轉(zhuǎn)單端轉(zhuǎn)換器來(lái)獲取單端輸 出。 在圖3中,運(yùn)算放大器AD8055用于實(shí)現(xiàn)高帶寬和低失真。電流輸出DAC驅(qū)動(dòng)平衡的 25 Ω阻性負(fù)載,從而在各輸出端產(chǎn)生0至+0.5 V的錯(cuò)相電壓。這項(xiàng)技術(shù)用于代替直接I/V轉(zhuǎn) 換,從而防止高壓擺率DAC電流導(dǎo)致放大器過(guò)載和引入失真。必須小心地處理使DAC輸 出電壓位于其順從電壓額定值范圍之內(nèi)。
  
  
AD8055的增益配置為2,以最終產(chǎn)生2 V p-p且以地電壓為基準(zhǔn)的單端輸出電壓。注意,由 于輸出信號(hào)擺幅高于/低于地,因此需要采用雙電源運(yùn)算放大器。
  
CFILTER電容構(gòu)成具有50 Ω等效差分輸出阻抗的差分濾波器。此濾波器可減少運(yùn)算放大器的 任何壓擺率型失真,而該濾波器的最佳截止頻率是憑經(jīng)驗(yàn)來(lái)確定的,旨在獲得最佳整體失 真性能。
  
只要運(yùn)算放大器的共模電壓設(shè)為中間電源電壓(+2.5 V),則圖3中的電路經(jīng)過(guò)改良后可以采 用單電源供電。具體如圖4所示,其中使用的是運(yùn)算放大器AD8061。輸出電壓為2 Vp-p且 以共模電壓+2.5 V為中心。此共模電壓可以使用電阻分壓器從+5 V電源產(chǎn)生,或直接從 +2.5 V基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生。如果使用+5 V電源來(lái)提供共模電壓,則必須進(jìn)行深度去耦,以免 放大電源噪聲。
  
  
單端電流電壓轉(zhuǎn)換
  
通過(guò)使用單個(gè)運(yùn)算放大器作為I/V轉(zhuǎn)換器,便可輕松執(zhí)行單端電流電壓轉(zhuǎn)換,如圖5所 示。AD768的10 mA滿(mǎn)量程DAC電流輸出可以在200 Ω RF電阻上產(chǎn)生0至+2 V的輸出電 壓。
  
  
通過(guò)驅(qū)動(dòng)AD8055運(yùn)算放大器的虛擬地,可以最大程度地減少因DAC輸出阻抗中的非線性 而導(dǎo)致的任何失真。實(shí)際上,這種類(lèi)型的DAC大多數(shù)都使用I/V轉(zhuǎn)換器進(jìn)行過(guò)工廠調(diào)整。
 
但是應(yīng)注意,與差分工作模式相比,以這種方式使用DAC的單端輸出時(shí),共模抑制性能將 下降,且2階失真產(chǎn)物將增加。
  
CF反饋電容應(yīng)當(dāng)進(jìn)行優(yōu)化,以在電路中實(shí)現(xiàn)最佳脈沖響應(yīng)。圖中給出的等式僅供參考。
  
基于R-2R的電流輸出DAC的輸出阻抗與碼字有關(guān),因此其輸出必須驅(qū)動(dòng)運(yùn)算放大器的虛 擬地,以便維持線性。16/14位DAC AD5545/AD5555都是此種架構(gòu)的很好范例。圖6所示為 一種合適的接口電路,其中ADR03用作2.5 V基準(zhǔn)電壓源,而AD8628斬波穩(wěn)定運(yùn)算放大器 用作輸出I/V轉(zhuǎn)換器。
  
  
外部2.5 V基準(zhǔn)電壓源決定滿(mǎn)量程輸出電流0.5 mA。注意,5 kΩ反饋電阻包含在DAC內(nèi),且 無(wú)需外部電阻,即可增加溫度穩(wěn)定性。因此,運(yùn)算放大器的滿(mǎn)量程輸出電壓為–2.5 V。CF 反饋電容補(bǔ)償DAC輸出阻抗,因此應(yīng)當(dāng)選擇來(lái)優(yōu)化脈沖響應(yīng),起點(diǎn)通常為20 pF。
  
差分電流轉(zhuǎn)差分電壓轉(zhuǎn)換
  
如果要求從電流輸出DAC獲得緩沖差分電壓輸出,則可以使用AD813x系列差分放大器, 如圖7所示。
 
  
DAC輸出電流首先流過(guò)25 Ω電阻而轉(zhuǎn)換成電壓。接著,使用AD8138將電壓放大5倍。這 項(xiàng)技術(shù)用于代替直接I/V轉(zhuǎn)換,從而防止高壓擺率DAC電流導(dǎo)致放大器過(guò)載和引入失真。 必須小心地處理使DAC輸出電壓位于其順從電壓額定值范圍之內(nèi)。
  
AD8138的VOCM輸入可用于設(shè)置AD8138規(guī)格范圍內(nèi)的最終輸出共模電壓。通過(guò)添加一 對(duì)75 Ω串聯(lián)輸出電阻,將允許驅(qū)動(dòng)傳輸線路。
  
DAC數(shù)據(jù)輸入考慮因素
  
最早的單芯片DAC幾乎不包含邏輯電路,且數(shù)字輸入必須維持并行數(shù)據(jù),才能維持?jǐn)?shù)字 輸出。而今,幾乎所有DAC都會(huì)被鎖存,且只需向其中寫(xiě)入數(shù)據(jù),而不用去維持。有些 器件甚至具有非易失性鎖存器并可在關(guān)斷時(shí)記住設(shè)置。
  
DAC輸入結(jié)構(gòu)存在無(wú)數(shù)變化形式,本文將不一一介紹,但幾乎所有都稱(chēng)為“雙緩沖”。栓 緩沖DAC具有兩組鎖存器。數(shù)據(jù)最初鎖存在第一級(jí)中,然后傳輸?shù)降诙?jí),如圖8所示。 這種配置非常有用,具體有以下幾種原因。
  
  
首先,其允許以多種不同方式將數(shù)據(jù)輸入DAC。如果DAC沒(méi)有鎖存器或具有一個(gè)鎖存 器,則必須以并行方式同時(shí)加載所有位,否則其加載期間的輸出可能會(huì)與其實(shí)際內(nèi)容或 目標(biāo)內(nèi)容完全不同。然而,雙緩沖DAC可以加載并行數(shù)據(jù)、串行數(shù)據(jù)、4位或8位字或任 何其它內(nèi)容,并且在新數(shù)據(jù)加載完成且DAC收到更新指令之前,輸出不會(huì)受到影響。
  
雙緩沖DAC的另一項(xiàng)優(yōu)勢(shì)在于,通過(guò)以并行方式驅(qū)動(dòng)所有開(kāi)關(guān)并以DAC輸出數(shù)據(jù)速率更 新單個(gè)鎖存器,可以最大程度地減少各個(gè)開(kāi)關(guān)之間的時(shí)間偏斜。這樣可以最大程度地減 少毛刺脈沖并改善失真性能。
  
雙緩沖結(jié)構(gòu)的第三項(xiàng)優(yōu)勢(shì)是可以同步更新多個(gè)DAC。數(shù)據(jù)依次載入各DAC的第一級(jí),當(dāng) 一切就緒之后,即會(huì)同時(shí)更新所有DAC的輸出緩沖器。在許多DAC應(yīng)用中,數(shù)個(gè)DAC的 輸出必須同時(shí)變化,而通過(guò)雙緩沖結(jié)構(gòu)可以非常輕松地實(shí)現(xiàn)這點(diǎn)。
  
早期的單芯片高分辨率DAC大多數(shù)具有并行或字節(jié)寬數(shù)據(jù)端口,并且往往連接到并行數(shù) 據(jù)總線和地址解碼器,然后作為極小的只寫(xiě)存儲(chǔ)器由微控制器進(jìn)行尋址。(有些并行DAC 并不是只能寫(xiě)入內(nèi)容,而且還可以進(jìn)行讀?。贿@點(diǎn)對(duì)于一些應(yīng)用來(lái)說(shuō)非常方便,但并不 是非常常見(jiàn)。)DAC連接到數(shù)據(jù)總線時(shí),總線的邏輯噪聲容易容性耦合到模擬輸出,因此 而今許多DAC采用串行數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)。這類(lèi)結(jié)構(gòu)更不容易受到上述噪聲的影響(因?yàn)樯婕暗降?噪聲引腳更少)且使用的引腳更少,因此占用的電路板空間也更少;在與現(xiàn)代微控制器(大 多數(shù)具有串行數(shù)據(jù)端口)搭配使用時(shí),這類(lèi)結(jié)構(gòu)通常更為方便。此類(lèi)串行DAC有些(但并 非全部)具有數(shù)據(jù)輸出和數(shù)據(jù)輸入,因此數(shù)個(gè)DAC可以串聯(lián)連接,而數(shù)據(jù)則通過(guò)單個(gè)數(shù)據(jù) 端口逐個(gè)輸入所有這些器件。這種配置通常稱(chēng)為“菊花鏈”。
  
串行DAC支持語(yǔ)音頻帶和語(yǔ)音頻率更新速率。例如,以192 kSPS速率更新的24位數(shù)字音頻 要求串行端口傳輸速率至少達(dá)到24 &TImes; 192 kSPS = 46.08 MSPS,而CMOS邏輯可以輕松處理 該速率。不過(guò),涉及到更新速率時(shí),由于所需的串行數(shù)據(jù)傳輸速率過(guò)高,因此必須采用 并行DAC。
  
當(dāng)并行數(shù)據(jù)速率超過(guò)約100 MSPS時(shí),由于不太可能會(huì)產(chǎn)生CMOS邏輯電平以上的瞬變干 擾,因此通常使用低電平電流模式差分邏輯(PECL、較低級(jí)別的PECL或LVDS等)(見(jiàn)圖 9)。這樣可幫助最大程度地減少因碼相關(guān)毛刺而產(chǎn)生的失真。例如,AD9734/AD9735/ AD9736 DAC系列采用1.2 GSPS并接受LVDS輸入邏輯電平。片上包含特殊電路,以確保 輸入數(shù)據(jù)相對(duì)于DAC時(shí)鐘具有正確時(shí)序
  
 
 
DAC時(shí)鐘考慮因素
  
ADC寬帶孔徑抖動(dòng)tj、轉(zhuǎn)換器SNR和滿(mǎn)量程正弦波模擬輸入頻率 f之間的關(guān)系如下:
 
  
這種關(guān)系同樣適用于重構(gòu)DAC。該等式假定使用的是理想ADC/DAC,其中唯一誤差源是 時(shí)鐘抖動(dòng)。SNR測(cè)量的帶寬為奈奎斯特帶寬DC至f c /2,其中f c 是DAC更新速率。注意,等 式1還假定采用的是滿(mǎn)量程正弦波輸出。因抖動(dòng)而產(chǎn)生的誤差與輸出信號(hào)的壓擺率成比 例,即正弦波幅度越小且壓擺率相應(yīng)越小,所產(chǎn)生的SNR值就越大(相對(duì)于滿(mǎn)量程)。
  
應(yīng)注意,等式1中的t j 是采樣時(shí)鐘抖動(dòng)t jc和ADC內(nèi)部孔徑抖動(dòng)t ja兩者相加;這兩個(gè)術(shù)語(yǔ)并不 相關(guān),因此是在方和根(rss)基礎(chǔ)上相加的:
  
  
另一方面,高速重構(gòu)DAC并未內(nèi)置采樣保持放大器,因此沒(méi)有內(nèi)部孔徑抖動(dòng)規(guī)格。雖然 DAC存在內(nèi)部時(shí)鐘抖動(dòng)分量,但由于主要抖動(dòng)源是外部時(shí)鐘抖動(dòng), 通常并不測(cè)量或指定 該分量。
 
 
 
  
圖10繪制出了等式1的曲線圖并以圖形形式顯示了各種滿(mǎn)量程模擬輸出頻率抖動(dòng)如何導(dǎo)致 SNR下降(注意,此處假定tj包含所有抖動(dòng)源,包括內(nèi)部DAC抖動(dòng))。例如,如果70 MHz IF 輸出頻率需要維持12位SNR (74 dB),時(shí)鐘抖動(dòng)必須小于0.45 ps(見(jiàn)等式1)。
  
有效位數(shù)(ENOB)和信納比(SINAD)之間存在非常有用的關(guān)系, 具體如下:
  
 
圖10左側(cè)垂直軸上的SNR值已經(jīng)使用等式4轉(zhuǎn)換成右側(cè)垂直軸上的ENOB值。
  
為了顯示這些抖動(dòng)值的重要性,請(qǐng)考慮與一組邏輯門(mén)相關(guān)的均方根(RMS)抖動(dòng)典型值,如 圖11所示。74LS00、74HCT00和74ACT00的值都是采用參考文獻(xiàn)1第5章所述的方法以高 性能ADC(孔徑抖動(dòng)小于0.2-ps rms)測(cè)得的,其中抖動(dòng)是從因多個(gè)相同門(mén)串聯(lián)而導(dǎo)致的FFT SNR降低計(jì)算得出的。然后,通過(guò)除以串聯(lián)門(mén)總數(shù)的平方根,便可計(jì)算出單個(gè)門(mén)所造成 的抖動(dòng)。制造商給出了MC100EL16和NBSG16的抖動(dòng)數(shù)據(jù)。
  
  
圖12顯示的是與圖10相同的數(shù)據(jù),但其中針對(duì)各種分辨率要求繪制出與模擬輸出頻率成 函數(shù)關(guān)系的最大允許抖動(dòng)。根據(jù)最大輸出頻率和ENOB中所需分辨率來(lái)選擇采樣時(shí)鐘發(fā)生 器類(lèi)型,應(yīng)以此圖片作為大概準(zhǔn)則。具有標(biāo)準(zhǔn)VCO的PLL方法就是產(chǎn)生采樣時(shí)鐘的一種 不錯(cuò)方式,其中均方根(RMS)抖動(dòng)要求大約為1 ps或以上。不過(guò),亞皮秒抖動(dòng)要求采用基 于VCXO的PLL或?qū)S玫驮肼暰w振蕩器。“教程MT-008”介紹了如何將振蕩器相位噪聲轉(zhuǎn) 換成抖動(dòng)。
  
 
這部分介紹了假設(shè)抖動(dòng)僅由內(nèi)部DAC抖動(dòng)和外部時(shí)鐘抖動(dòng)組成時(shí)SNR上的抖動(dòng)效應(yīng)。不 過(guò),無(wú)論DAC或采樣時(shí)鐘振蕩器的規(guī)格如何,不當(dāng)?shù)牟季帧⒔拥睾腿ヱ罴夹g(shù)可造成額外 的時(shí)鐘抖動(dòng),進(jìn)而顯著降低動(dòng)態(tài)性能。
 
  
若將采樣時(shí)鐘信號(hào)與具有噪聲的數(shù)字信號(hào)并行布線,肯定會(huì)因雜散耦合而導(dǎo)致性能下 降。實(shí)際上,若將來(lái)自并行輸出ADC的高速數(shù)據(jù)耦合到采樣時(shí)鐘,不僅會(huì)導(dǎo)致噪聲增 加,而且還可能造成額外的諧波失真,因?yàn)閿?shù)字輸出瞬態(tài)電流包含的能量與信號(hào)有關(guān)。
 


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